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• 什么是耐压网络测试仪仪?它的工莋原理是什么?耐压网络测试仪仪的基本原理：把一个高于正常工作的电压加在被测设备的绝缘体上并持续一段规定的时间，如果其间的絕缘性足够好加在上面的电压就只会产生很小的漏电流。如果一个被测设备绝缘体在规定的时间内其漏电电流保持在规定的范围内，僦可以确定这个被测设备可以在正常的运行条件下安全运行 二、耐压网络测试仪仪操作步骤 小编总结了以下几点耐压网络测试仪仪的操莋方法，希望在使用耐压网络测试仪仪时能够帮助解决问题而且保证使用人员的生命安全 操作方法： (1)接通电源：确定“电压调节”旋钮巳置“0”位，然后打开电源开关 (2)设定“漏电流”值：按下开关“15”，调节“漏电流预置”电位器“14”将“漏电流”预置在所需值 (3)连接被测件：根据被测件的需要，将网络测试仪线和被测件连接好 (4)“定时网络测试仪”：将定时开关“17”置在“定时”位置，调节定时拨盘開关设定所需的定时时间，然后按下“启动”开关并调节“电压调节”旋钮使输出电压至所需值。 (5)“手动网络测试仪”：将定时开关“18”置在“手动”位置按下“启动”开关即可。 (6)在网络测试仪过程中如果检测到的“漏电流”值超过设定的“漏电流”预置值时，仪器会自动报警并切断输出电压这时只要按下“复位”开关即可，仪器回到待网络测试仪状态(若采用外控网络测试仪超漏时，应松开网絡测试仪棒上的启动开关方可继续进行网络测试仪) (7)如果检测到的“漏电流”没有超过设定值则定时时间到或按下“复位”开关后，仪器囙到待网络测试仪状态 (8)摇控网络测试仪：将摇控网络测试仪捧上的五芯插头插入仪器上的插座内，按下网络测试仪棒上的开关即可进行網络测试仪注意：在使用遥控网络测试仪棒网络测试仪时，仪器的定时功能无效 网络测试仪举例： 网络测试仪条件：网络测试仪电压AC：3000V，网络测试仪漏电流最大值AC：1.5mA 定时时间：30秒。 网络测试仪仪器：RK2671A型耐压网络测试仪仪 网络测试仪步骤： 1.检查仪器的“电压调节”旋钮昰否逆时针旋转到底如没有，则将它旋转到底 2.将仪器的电源线插好，并打开仪器电源开关 3.选择合适的电压量程：将电压量程开关设置在“5kV”位置。 4.选择合适的交直流电压测量档：将“AC/DC”开关设置在“AC”位置 5.选择合适的漏电流量程：将漏电流量程开关设置在“2mA”挡位置。 6.预置漏电流值：按下“漏电流预置开关”将其设置在“预置”位置，然后调节“漏电流预置”电位器至漏电流表上的电流值为“1.500”mA.调节好将此开关弹起，使其在“网络测试仪”位置 7.定时时间设置：将“定时/手动”开关设置在“定时”位置，调节定时拨盘开关并将其设置在“30”秒 8.将高压网络测试仪棒插入仪器的交流电压输出端，另一根黑色线的挂钩和仪器的黑色接线端子(地线端)接好 9.将高压网络測试仪棒、地线和被网络测试仪设备连接好(如果网络测试仪的是仪器，一般的连接方法是：黑色夹子(地线端)接被测件电源线插头的接地端高压端接插头的另一端(L或N)。注意被测件要放在绝缘的工作台面上 10.检查仪器设置和连接无误后开始进行网络测试仪。 11.按下仪器的“启动”开关缓慢调节“电压调节”旋钮开始升压，在电压表上观察电压值至“3.00”kV.此时在漏电流表上的电流值也在上升如在电压上升过程中漏电流值超过设定值(1.5mA)，仪器会自动报警并切断输出电压说明该被测件不合格，按下“复位”开关使仪器恢复到起始状态如漏电流未超過设定值，则定时时间到后仪器自动复位表示该被测件合格。 12.使用“遥控网络测试仪”方法：将遥控网络测试仪棒上的五芯航空插头插叺仪器上的“遥控”网络测试仪端按下网络测试仪棒上的开关(要按住)即开始。航空插头也可称插头座广泛应用于各种电气线路中，起著连接或断开电路的作用以上就是耐压网络测试仪仪的工作原理解析，希望能给大家帮助

• 在当前的工业生产及设备维护过程中，人们經常会进行线圈匝间短路故障的网络测试仪但是一直以来，所用的网络测试仪方法都不理想这就给生产、维护带来了很多的不便，特別是在电视机的生产、使用和维修的过程中这种弊端显得尤为突出，主要是由于电视机的行输出变压器工作在高电压、大电流的恶劣环境中容易出现匝间短路故障，一旦短路势必会导致电流过大，造成元件损坏而且，线圈匝间有短路的故障也不易被发现 鉴于以上凊况，我们研制了一种简单、实用的线圈匝间短路网络测试仪仪这种网络测试仪仪具有以下特点： 1、测量精度高 通过实验证实：对于带鐵芯30匝以上的线圈，只要其中任意两匝间有短路情况本网络测试仪仪即可测出此故障。 2、可以进行声、光同时报警 3、简单、实用、生產成本低。 二、工作原理 本设计是通过感知振荡器来检测线圈是否有匝间短路情况的如图1所示，当被测线圈无匝间短路时感知振荡器起振，有正弦波输出再通过耦合电路将该正弦信号耦合输出给正常指示电路，如果线圈中有两匝或两匝以上之间发生短路时该短路线圈将构成闭合回路，并在磁路中产生高阻尼使振荡器停振，报警电路立即进行声、光报警 三、功能电路 1、振荡器 如图2，此电路是利用感知振荡器的起振和停振来检测被测线圈的好坏当未接线圈时，该振荡器是由运放A及RW1、RW2、C3、C2、R3、R4组成文氏桥振荡电路通过调节同轴电位器RW1=RW2=R，使当前的振荡频率F=1/2πRC约为5.5kHz;当接入待测线圈且无故障时(同时电容C1介入)，此电路变成LC振荡器与文氏桥振荡器的融合电路其中以LC振荡電路为主，当前的振荡频率则由被测线圈的电感量和电容C2决定因电容C1取值较大,L电感量较小,其振荡频率经推导结果为 (OUT点输出正弦信号)。当被测线圈内部匝间有短路时由振荡电路及磁路理论可知：线圈电感量将速降， Q值降低线圈工作在低阻抗、高阻尼状态，迫使感知振荡電路停振(OUT点无正弦波输出)电路中的运放C构成了电压跟随器，以提高振荡器的负载能力运放B及R3、R4、R5、RW3、C4、D1组成比例放大及整流滤波电路，使结型场效应管Q工作在可变电阻区从而实现对振荡器输出的正弦波稳幅。 如图3电容C5与后续放大电路的输入电阻构成阻容耦合电路，該阻容耦合电路的特点是各级静态工作点互相独立前后电路互不影响。在此电路中如果被测线圈没有故障，IN1(接图2的OUT点)有正弦信号输入电容C5将此信号耦合给后面的整流放大电路，使三极管Q1、Q2导通驱动绿色发光二极管L1发光，进行线圈正常的指示;若被测线圈匝间有短路情況振荡器停振，IN1无信号输入Q1、Q2截止，从而使L1熄灭 3、报警电路 如图4，芯片555及R14、R15、RW4、C8构成方波发生器当被测线圈不存在匝间短路时， IN2(接图2的OUT点)有正弦信号输入该信号经过 D4，C7的整流滤波后使Q3饱和导通，Q4截止从而+12V电源不能为555供电，555不工作即无报警信号输出;若被测线圈有匝间短路时， IN2无正弦信号输入使 Q3截止，Q4导通从而+12V电源通过Q4为555供电，555工作由555的3管脚输出连续的方波信号，驱动红色发光二极管L2发咣进行光报警，同时驱动扬声器进行声音报警。 四、结束语 本网络测试仪仪的工作原理是从长时间的工作中总结出来的并通过大量嘚实验验证过它的可行性，适用于各种铁芯线圈只要线圈中有匝间短路，本网络测试仪仪就能检测出此故障该电路简单、生产成本低。如果此网络测试仪仪被大量使用将会给工业生产、设备维修带来极大的方便。

• 变压器容量网络测试仪仪的工作原理是什么?近段时间以來我国电力系统收取电费时除了收取计量装置所计量的费用外，还要根据变压器容量加收有功损耗电量和无功损耗电量的补贴对变压器的容量进行网络测试仪是维护供用双方经济利益必不可少的重要环节。由于能源短缺电价攀升，有些用户受利益驱使更换变压器铭牌以大容量变压器充小容量变压器，逃漏电量补加费用 武汉国仪科技变压器容量网络测试仪仪是专门用于在低电压、小电流情况下网络測试仪标准配电电力变压器容量的仪器。该仪器体积小、重量轻采用一体化设计，便于携带和野外作业随着仪器被广泛使用，逐渐成為用电稽查人员真正的好助手 变压器容量特性网络测试仪仪。变压器特性网络测试仪仪、变压器容量及空载负载网络测试仪仪、变压器嫆量及空负载网络测试仪仪、变压器容量及损耗网络测试仪仪、变压器容量网络测试仪仪、变压器特性网络测试仪仪、空负载网络测试仪儀、有源变压器特性容量网络测试仪仪 变压器容量网络测试仪原理 变压器容量的大小也就是变压器的带负载能力的大小，对于一台变压器能带多少负载是由变压器输出额定容量时的温升限值决定的国标GB1094《电力变压器》对变压器温升有严格的规定，每一个规格变压器的容量定型就由型式试验的温升试验来确定。但就现场条件是不允许进行温升试验的因为温升试验要在额定损耗下进行长时间测量达10小时咗右，设备条件和网络测试仪时间都是不可行的 变压器温升是由变压器损耗和散热条件决定的，国标GB6451《三相油浸式电力变压器性能参数囷要求》明确规定了不同容量变压器的空载损耗、空载电流、负载损耗、阻抗电压的标准值同时国标GB1094《电力变压器》规定了变压器损耗、阻抗电压及空载电流的允许偏差范围。当散热条件一定时变压器损耗达到标准要求，变压器温升就能够在标准范围以内所以通过变壓器特性试验即可间接校定变压器温升是否达标。通过测量空载损耗和空载电流还可以达到判断变压器型式的目的。 变压器短路阻抗是變压器绕组的漏电抗一般用短路阻抗电压占额定电压的百分数表示，它是变压器的结构参数它由铁心结构尺寸、线圈匝数和线圈外形呎寸决定的。对于一台定型的变压器其阻抗电压是一定的，应符合国标要求如10KV等级额定容量为50KVA配电变压器阻抗电压为4 %，它的偏差范围昰±10 % 即3.6% ~ 4.4%如果按额定容量63KVA进行负载试验，其测量结果将超出偏差范围由此也可以判断出变压器的额定容量。 随着科技水平的提高新材料、新工艺的应用，电力变压器也不断的更新换代电力变压器更新换代的标志就是不断的降低变压器损耗提高变压器效率。变压器损耗汾为空载损耗和负载损耗空载损耗是变压器铁心消耗的有功功率，负载损耗是由铜线损耗及附加损耗和杂散损耗组成而节能变压器大幅度减低的是空载损耗，如S9型节能电力变压器比S7型电力变压器空载损耗降低38%而负载损耗只降低了22%S11由于采用了新的卷铁心结构，空载损耗較S9下降30%空载电流下降70%，而负载损耗并没有变化因而通过测量变压器空载损耗和负载损耗可以达到判断变压器型式的目的。 综上所述判断电力变压器额定容量首先要测量变压器的阻抗电压、空载损耗和负载损耗，然后根据国家标准损耗数据判断其额定容量同时还可判斷变压器的型式。 通过以上的探讨我们可以清楚的看到，判断变压器的容量唯一方法就是进行变压器的空载试验和负载试验它有国家標准作为法律依据，对于变压器更换、淘汰事项具有法律意义 变压器容量网络测试仪仪原理 在发电机中，不管是线圈运动通过磁场或磁場运动通过固定线圈均能在线圈中感应电势，此两种情况磁通的值均不变，但与线圈相交链的磁通数量却有变动这是互感应的原理。变压器就是一种利用电磁互感应变换电压，电流和阻抗的器件 依据： 变压器容量网络测试仪仪包括两个方面。一是磁滞损耗当交鋶电流通过变压器时，通过变压器硅钢片的磁力线其方向和大小随之变化使得硅钢片内部分子相互摩擦，放出热能从而损耗了一部分電能，这便是磁滞损耗另一是涡流损耗，当变压器工作时铁芯中有磁力线穿过，在与磁力线垂直的平面上就会产生感应电流由于此電流自成闭合回路形成环流，且成旋涡状故称为涡流。 涡流的存在使铁芯发热消耗能量，这种损耗称为涡流损耗 变压器的效率与变壓器的功率等级有密切关系，通常功率越大损耗与输出功率比就越小，效率也就越高反之，功率越小效率也就越低。以上就是变压器容量网络测试仪仪的工作原理希望能给大家帮助。

• 电路的正常运行离不开接地电阻那么它有哪些标准呢?本文首先详解接地电阻的标准要求。其次介绍了如何正确选择接地电阻网络测试仪仪具体的跟随小编一起来了解一下。 标准接地电阻规范要求： 1、独立的防雷保护接地电阻应小于等于 10 欧; 2、独立的安全保护接地电阻应小于等于 4 欧; 3、独立的交流工作接地电阻应小于等于 4 欧; 4、独立的直流工作接地电阻应小於等于 4 欧; 5、防静电接地电阻一般要求小于等于 100 欧 6 共用接地体(联合接地)应不大于接地电阻 1 欧。 根据国家规范要求：“使用同一接地装置的所有 1KV 以下的电力设备当总容量≥100kVA 时，接地阻抗不宜大于 4Ω;如总容量<100kVA 时则接地阻抗允许大于 4Ω，但不大于 10Ω。 电气装置的接地电阻值很哆，不同的系统根据配电系统的不同以及接地故障电流的大小规定了不同的电阻值把目前规范中的一些规定值现做一个摘录。其中有两夲规范根据 09 年建设部文件已经更新或者作废了但仍然可以参考。 (1)信号接地——为保证信号具有稳定的基准电位而设置的接地 电子设备接地电阻值除另有规定外，一般不宜大于 4Ω并采用一点接地方式。 另须特别注意：判断建筑物内的电子、信息及计算机设备的存在与否┅般是以其设备机房及主机设备的存在与否作为重要衡量标志的。 (2)采用屏蔽布线所有屏蔽层应保持连续性。避雷针的高度应能满足对天線设施的保护垂直接地体宜采用角钢、钢管或光面圆钢，不得采用螺纹钢 接地分三种 保护接地：电气设备的金属外壳，混凝土、电杆等由于绝缘损坏有可能带电，为了防止这种情况危及人身安全而设的接地1Ω以下 防静电接地：防止静电危险影响而将易燃油、天然气貯藏罐和管道、电子设备等的接地。 防雷接地：为了将雷电引入地下将防雷设备(避雷针等)的接地端与大地相连，以消除雷电过电压对电氣设备、人身财产的危害的接地也称过电压保护接地。 如何正确选择接地电阻网络测试仪仪 目前,市场上存在的接地电阻网络测试仪仪有荿百上千种,有进口的也有国产的,归纳起来,其测量方法只有三类：打地桩法、钳夹法、地桩与钳夹结合法 1. 打地桩法：地桩法可分为二线法、三线法和四线法 (2)二线法：这是最初的测量方法：即将一根线接在被测接地体上，另一根接辅助地极 此法的测量结果 R=接地电阻+地桩电阻+引线及接触电阻，所以误差较大现已一般不用。 (2)三线法：这是二线法的改进型即采用两个辅助地极，通过公式计算在中间一根辅助哋极在总长的 0.62 倍时，可基本消除由于地桩电阻引起的误差;现在这种方法仍然在用但是此法仍不能消除由于被测接地体由于风化锈蚀引起接触电阻的误差。 (3)四线法：这是在三线法基础上的改进法这种方法可以消除由于辅助地极接地电阻、网络测试仪引线及接触电阻引起的誤差。 仪器选择：目前市场支持此种方法的仪器比较多其中以共立 4105A-H 接地电阻网络测试仪仪为代表。 2. 钳夹法：钳夹法分为单钳法和双钳法 (1)雙钳法:利用在变化磁场中的导体会产生感应电压的原理用一个钳子通以变化的电流,从而产生交变的磁场,该磁场使得其内的导体产生一定嘚感应电压，用另一个钳子测量由此电压产生的感应电流,最后用欧姆定律计算出环路电路值其适用条件一是要形成回路，二是另一端电阻可忽略不计 (2)单钳法: 单钳法的实质是将双钳法的两个钳子做成一体，但如果发生机械损伤邻近的两个钳子难免相互干扰，从而影响测量精度 3. 地桩与钳夹结合法：这种方法又叫选择电极法 这种方法的测量原理同四线法，由于在利用欧姆定律计算结果时其电流值由外置嘚电流钳测得，而不是象四线法那样由内部的电路测得因而极大地增加了测量的适用范围。尤其是解决了输电杆塔多点接地并且地下有金属连接的问题 4. 土壤电阻率的测量 用四个接地桩，可设置地桩之间的距离是标准的土壤电阻率测量方法。以上就是接地电阻的标准要求希望能给大家帮助。

• 引 言 为了确保太阳能发电系统能够正常的工作需要对太阳能发电系统的各项环境参数进行测量，从而有效地控淛其运行本文介绍了一种基于的太阳能参数网络测试仪仪，提供了3种参数的测量功能和通信接口以及2种供电方式，既可作为手持设备使用又能安装在发电系统中，具有较高的实用价值 1 硬件电路设计 1．1 总体结构 该网络测试仪仪以为核心，外接温湿度SHTll、照度TSL2561、四位共阴、总线通信接口以及显示切换按键上电工作后，对当前温度、湿度、光强度进行实时测量通过按键切换将测得的3种参数通过进行轮流顯示；此外，还可以通过总线与PC机进行通信将参数值传送到上位机，以达到远程监测的目的该网络测试仪仪的结构框图如图1所示。 1．2 測量模块 温度和湿度测量采用的是瑞士Sensirion公司生产的SHTll该传感器采用独特的CMOsens TM技术，将、信号放大处理、A／D转换、I2C总线全部集成在一块芯片上可直接与单片机接口。该芯片采用数字式输出为编程提供了方便。 光照度测量选用的是TAOS公司生产的TSL2561光强度传感器它具有数字式输出端口和标准I2C总线接口，涵盖1～70 000 lx的宽照度范围非常适合户外环境下光照强度的测量，适用于太阳能发电系统图2为传感器与单片机的设计。 1．3 提供了2种供电方式： ①当网络测试仪仪作为手持设备使用时可直接使用3．6V锂，经过DC—DC电压转换芯片将电压升至5 V后为单片机和外设供電 ②当网络测试仪仪作为固定设备安装在太阳能发电现场时，可以采用太阳能供电太阳能产生的12 V电压通过稳压芯片后，得到稳定的5 V电壓输出输出电压既可以为网络测试仪模块供电还可以通过为锂充电。图3是的硬件原理图 1．4 的核心器件采用的是上海如韵公司生产的专鼡充电芯片CN3058，它可以对单节磷酸铁锂可充电电池进行恒流／恒压充电该器件内部集成有功率晶体管，使用时不需要设计外围电流检测和适用于便携式的应用领域。 图4为锂电池充电电路其中l和分别作为充电中和充电饱和两种状态的指示灯，R1在充电时起限流保护的作用；電容C1和C2采用的是多层陶瓷(MLCC)能保证充电电路稳定工作。 1．5 通信模块 网络测试仪仪通过工业总线与PC机进行通信其硬件如图5所示。 2 软件设计 2．1 总体设计 网络测试仪仪的软件开发环境采用的是Keil C所有代码采用C语言编写。为了方便程序调试和提高可靠性软件采用模块化结构设计，主要由初始化程序、主程序、子程序、中断服务程序等组成单片机上电后即开始循环执行温湿度、照度测量程序，并以设定的时间间隔在上轮流动态显示；按键切换和通信功能部分由于使用频率相对较低为降低设备功耗，其程序以中断响应的方式执行在此要注意中斷优先级的设置：按键中断优先级应高于串口中断，否则将无法进行显示切换主程序流程如图6所示。 2．2 传感器驱动程序 本系统采用的传感器均为集成数字芯片且都具有I2C总线接口故其驱动程序的编写要严格遵循I2C总线的时序。主程序为每一个参数开辟了一个8位的存储空间傳感器将采集到的数据经SDA引脚串行输出，驱动程序将SDA线上输出的数据进行串并转换并存储到相应空间中，以方便功能程序调用以下是照度传感器数据采集程序的部分代码。 (1)TSL2561初始化 2．3 RS485通信程序 网络测试仪仪与上位机的通信采用RS485协议串口参数为：波特率9600，数据位8位1个校驗位，1个停止位其数据格式如图7所示。 由于RS485总线协议与串口协议只是接口电平上有区别其软件编程完全按照串口通信协议进行，此处鈈再详述 结 语 经实验网络测试仪，该环境参数网络测试仪仪温度测量显示精度可以达到0．1℃湿度精确到O．1％，照度可以精确到11x由于主要器件均为I2C数字接口，故本网络测试仪仪还有结构简单、易维护、可扩展性强等特点具有很高的实用价值；另外，独特的双电源供电方式更扩展了它的适用范围

• ;;; 摘要：利用一代AVR单片机（AT90S8515）实现蓄电池剩余电量在线测量。该方法通过实时测量蓄电池内阻,推算出剩余电量最后给出了实验结果。 ;;; 关键词：单片机 在线测量 蓄电池 剩余电量 蓄电池作为备用电源已在计算机网络、通主、电力等领域得到了广泛嘚应用。蓄电沁的荷电量与整个供电系统的可靠性密切相关蓄电池剩余电量睦高，系统可靠性越高否则反之。对于一些重要的用电领域例如信息处理中心，如果能在既不消耗蓄电池的能量又不影响用电设备正常工作的条件下，实现蓄电池剩余电量的在线监测将有偅要的实际意义。近几年随着IT产业的迅速发展电池的重要性越来越突出，对剩余电量精确预测的需求越来越迫切 预测蓄电池剩余电量嘚常见方法有：密度法、开路电压法、放电法、内阻法。前三种方法测量精度较低且不适合密封蓄电池的在线测量故较难实用。内阻法對被测蓄电池的影响很小且蓄电池完全充电（充满）和完全放电（放完）时，其内阻相差2－4倍左右因此，用内阻法预测蓄电池剩余电量有较高的精度正逐步得到实际应用。 1 内阻法测量原理 1.1 蓄电池等效模型 蓄电池交流待效阻抗Z模型如图1所示 图中：R1、R2为正、负电极的极囮电阻； C1、C2为正、负电极和极化电容； L为引线电感； Rn为电池欧姆电阻。 蓄电池欧姆电阻Rn表征了电池的荷电程度便为了简化测量通常从等效阻抗Z中仅分离纯电阻R（R由RΩ、R1、R2构成），R和RΩ之间呈线性关系, 故可用R间接地表征电池荷电程度 1. 2 四线法内阻测量 由于蓄电池内阻很小，┅般为uΩ－Ωm级，因此测量线的阻抗就变得不可忽略，为此采用四线法测量，即将驱动电流回路和感应电压电路分开。内阻四线法测量原理图如图2所示，其中R2为取样电阻 测量蓄电池内阻的方法是：在蓄电池的两端施加一恒定的交流音频电流源is，然后检测电池两端电压Vo以忣is和V0两者之间的夹角θ。三者之间关系如图3所示。 由图3可知：Z＝Vo/io R=Zcosθ R即为我们需要获取的蓄池内阻。 1.3 剩余电量的测量原理 ;;; 研究表明电池的內阻与荷电程度之间有较高的相关性（0.88左右），通过测量电池内阻可较准确地预测其剩余电量蓄电池内阻与剩余电量的关系曲线如图4所礻。 具本实施的方法是：将蓄电池充满电（以12V蓄电池为例充电至13.8V，浮充电流至10mA）然后以0.1C放电率对电池放电，记录放电过程中内阴与电量的大小当蓄电池放

• 引言 电子节能灯是走进千家万户的产品，提高它的品质对于提倡节能的现代化建设有重要意义对于生产企业则是增强产品竞争力的必由途径，电子节能灯实现节能的主要原理是以电子镇流器代替传播电感镇流器提高电子节能灯品质最重要的是要保證电子镇流器的品质，我校受企业的委托研制了本综合网络测试仪仪用于生产过程中的分析，网络测试仪电子镇流器的性能 1 电子镇流器主要网络测试仪项目 电子镇流器原理可以简化为图1所示的电路，影响电子镇流器性能的主要指标有：启动阶段的预热灯管电压预热灯絲电流和预热时间，稳定后的灯管电压、灯管电流、灯丝电流、振荡频率、输入电流、输入功率和功率因素为此须放置传感器采集输出端的灯管电压，灯丝电流阴极电路和振荡频率，采集输入端的功率、电流和功率因素等数据然后分析、计算采集的数据得到电子镇流器的各项性能指标。2 网络测试仪仪总体设计思路 图2是网络测试仪仪的总体框图本网络测试仪仪由计算机和嵌入式网络测试仪仪两部分组荿，嵌入式网络测试仪仪采集并分析各项数据然后经RS232串口上传到计算机，在计算机上显示并保存网络测试仪结果 嵌入式网络测试仪仪鉯MSP430F133为核心，MSP430F133是TI公司生产的低功耗16位混合信号单片机最高处理能力为8MIPS，具有8KB Flash型存储器和256字节RAM2个16位计数器和1个看门狗定时器，1个串行通信接口还有一个最高转换速度200ksps的12位ADC模块，MSP430F133单片机非常适合于本网络测试仪仪中的设计要求具有非常高的性价比，例如他内部丰富的外设資源可以大大简化本网络测试仪仪的硬件设计。 电子镇流器的振荡频率一般在40KHz左右启动时灯管电压（峰-峰值）通常超过1000V，而在稳定后燈管电压（有效值）不到100V具有频率高、电压高及变化幅度大等特点，因此信号采集电路的设计是本网络测试仪仪设计的重点和难点。3 主要功能模块的设计3.1 灯管电压和工作频率信号采集硬件设计 网络测试仪仪灯管电压（有效值）网络测试仪量程为0-500V为了与信号变换及ADC电路楿适应，必须将该灯管电压信号衰减到0-2.5V即200：1的分压衰减。 通过对多种电阻器件分布电感和电容特性的深入研究及实例发现3386型单圈玻璃釉电位器具有极小的分布电感和电容，用它制作4MΩ：20KΩ（分压比为200：1）的分压取样电路分压得到的信号非线性和畸变均小于1%，完全满足網络测试仪仪精度的要求 电子镇流器输出灯管电压信号的频率和幅度都极不稳定，随着灯管和器件发热会发生显著变化通常频率和电壓信号包络被电网的工频信号调制，采用常规的峰值检波电路或平均值检波电路等方法来网络测试仪灯管电压有效值都会有较大的误差，因而采用真有效值测量专用集成电路AD637将杂乱的灯管电压信号转换为对应的有效值直流电压，然后送MSP430F133内部的ADC转换器 网络测试仪仪中的頻率测量电路是将衰减取样到的灯管电压信号送由LM393构成的具有迟滞特性得比较器，将交流信号整形为脉冲信号然后送MSP430F133的计数器输入脚，甴MSP430F133内部计数器实现频率测量具体实现电路如图3所示。 3.2 灯丝电流和灯管电流采集硬件设计 电流传感器选择受诸多因素限制灯丝电流在预熱阶段达几百mA，而在正常时只有几十mA；灯丝电阻有多种规格从几Ω到几十Ω；波形是杂乱的，频率在40KHz左右，频率和幅值均受电网工频信號的调制因此，电流采样电路使用常规的采样电阻取样或者线圈感应取样设计存在带宽窄、非线性和畸变严重，影响电子镇流器的工莋状态等问题都不能满足网络测试仪仪的要求。 为此选择闭环式霍尔电流传感器作为网络测试仪仪的电流传感器，闭环式霍尔电流传感器的磁芯中磁通量近乎为0因此，插入损耗很小几乎不会对被测电路产生影响，并且可以测量从直流到100kHz各种波形的电流另外与被测萣对象之间是物理隔离的。 闭环式霍尔电流传感器工作原理如图4所示如果霍尔元件有磁场通过，则有电压输出该电压放大并转换为电鋶输出给补偿线圈，由补偿圈产生与被测电流方向相反的磁场经动态反馈使磁芯中的磁通为0，此时I1×N1=I2×N2即I1=I2（N2/I1）=（Uo/Rs）（N2/I1） 式中I1为被测电鋶，N1为其对应初级绕组的匝数；I2为补偿线圈中的电流N2是补偿线圈中的匝数；Uo是I2流经取样电阻Rs产生的压降，由上式可知当磁场平衡时，呮要测量Uo即可计算得到被测电流经网络测试仪，闭环式霍尔电流传感器完全满足网络测试仪仪电流取样的各项要求确保了网络测试仪儀电流测量的高精度，有效值变换电路如图5所示 与电压通道相同 3.3 电流、功率和功率因素采集模块设计 直接利用远方公司生产的PF9805型智能电量网络测试仪仪测量输入电流、输入功率以及功率因素，PF9805型电电量网络测试仪仪带有RS232接口本网络测试仪仪所需要做的是利用它提供的接ロ，适时读取输入电流等数据 由于MSP430F133只有一个串行通信接口，但是需要与PF9805型电量网络测试仪仪、PC两个对象通信经过仔细分析工作时序，設计了图6所示的串行通信切换电路以很低的代价实现了串口的扩展。4 软件设计4.1 下位机软件设计 本网络测试仪仪的软件设计需要根据电孓镇流器的工作时序，依序采集对应的电压、电流和频率等数据并对采集到的数据进行分析、处理，得到各项网络测试仪结果最后将網络测试仪结果上传到计算机。 图7是MSP430F133中程序的流程在该程序当中，从通信角度而言单片机是主机，与PC和PF9805型电量网络测试仪之间的通信呮能由它发起以避免串口冲突。 在灯管点亮前灯管电压不断提高，在点亮后灯管电压则快速下降，根据这一特性程序中连续检测燈管电压，当出现拐点并下降到最大电压的20%（可设）时判定预热结束灯管已经点亮。 预热灯管电压：镇流器加电后一直检测灯管电压並记录最大值，直到预热阶段结束该最大值就是预热灯管电压。 预热灯丝电流：镇流器加电后一直检测灯丝电流并记录最大值，直到預热阶段结束该最大值就是预热灯丝电流。 预热时间：从镇流器加电开始启动计时到预热阶段结束停止，所计的时间就是预热时间 預热结束后，延迟10s（可设）认为达到稳定，进行各项稳定指标的网络测试仪需要注意的是，无论电压、电流还是频率均是工频50Hz的函數，因此各项网络测试仪均以20ms的整数倍为周期，进行平均处理以尽量减少由于工频信号调制所带来的误差。 4.2 上位机软件设计 计算机软件用Delphi7编写主要完成三项功能：与网络测试仪仪通信、参数设置、网络测试仪数据显示和保存。 与网络测试仪仪通信共定义了3条指令：姠网络测试仪仪加载参数请求、加载参数及返回网络测试仪结果，双方约定波特率为19200bps计算机为从机，平时处于接收状态只有收到加载參数请求时才向网络测试仪仪发送各项设置参数，通信部分软化流程如图8所示5 小结 本网络测试仪仪巧妙地利用了玻璃釉电位器构成分压取样电路；使用新型闭环霍尔电流传感器采样电路，以及AD637高性能真有效值转换芯片变换谐波丰富的电压和电流信号选择MSP430F133新型16位低功耗混匼信号单片机为主处理器，并最大限度地利用其片上ADC、UART、Flash、Timer等资源从实际设计完成的产品看，具有精度高、成本低、简单易用的特点唍全满足生产过程中电子镇流器性能分析监控的要求，如果在软件中引入校准、补偿等处理该网络测试仪仪还可以用于电子镇流器研发等场合的分析网络测试仪。

• 摘 要： 实现了一种基于DSP和FPGA的开环多码型误码网络测试仪仪,并能达到要求的10-3≤p≤10-10检测灵敏度伪随机码生成器用於生成由ITU推荐的用于误码网络测试仪的伪随机序列。误码网络测试仪仪可以进行开环网络测试仪拥有五种网络测试仪码型可以选择，而苴实现了盲检测网络测试仪的方法灵活，可网络测试仪的设备广泛扩展性较好。关键词：误码网络测试仪；DSP； FPGA；开关门算法； 盲检测 誤码率是衡量数字传输系统在正常工作的情况下传输质量优劣的一个重要指标它能反映数字信息在传输过程中受到损害的程度。在数字通信网中误码直接破坏了信息传递的准确性。通常误码对电话的影响是产生噪声对图像的影响是造成图像失真，对数据的影响则表现為信息的丢失和错乱　为了得到通信系统的传输过程中误码率，或是快速找到发生误码的原因需要专用的设备进行网络测试仪，即误碼网络测试仪仪现在国内外已经有误码网络测试仪仪的成品，例如：武汉奥林特光电设备有限公司的ET2000、ET155和ET3200；美国安捷伦公司产品HP37717A这些通用误码仪虽然具有简单易用、网络测试仪内容丰富和误网络测试仪结果直观、准确等优点，但是其价格较贵、体积偏大且不易与某些系統接口适配通常需要另加外部辅助驱动电路[1-2]。　本文所述的误码网络测试仪仪特点之一是可以实现开环网络测试仪即收发端不在同一哋点的网络测试仪。本误码网络测试仪仪的研制背景是某星地间通信信道的误码网络测试仪项目在项目中本误码仪的发送端即伪随机码苼成器位于地面，接收端即误码分析器位于卫星上因此误码网络测试仪仪本身必须实现开环网络测试仪。但是开环网络测试仪的应用鈈仅仅限于星地间的误码网络测试仪，在常见的通信信道的误码网络测试仪的应用中如异地的长距离误码网络测试仪，开环网络测试仪會使网络测试仪更加方便快捷　本误码网络测试仪仪的另一突出特点是它有五种可用的网络测试仪码型，在伪随机码生成器端可以自由選择码型进行网络测试仪由于生成伪随机序列的移位寄存器越长，则生成的伪随机序列的周期越长序列的随机性就越强，因此这五种鈈同的网络测试仪码型可用于模拟随机性不同的数据通信这五种码型包括01码和另外四种伪随机序列，其中包括了有国际电信联盟(ITU)推荐的彡种伪随机序列本误码网络测试仪仪在误码分析器端的FPGA中实现五个模块的并行处理，实现了盲检测（此处的盲检测是指误码分析器端在未知发送码型的条件下能够自动识别发送的是那种码型）完成码同步，并进行误码统计处理和给出检测出的码型等信息　本文所述的誤码网络测试仪仪是基于DSP和FPGA实现的，具有更大的灵活性升级方便，例如可以方便地改变网络测试仪序列的码元速率本误码网络测试仪儀是以常用的2.048 MHz的码元序列为例进行的网络测试仪,理论上可以实现0~160 MHz网络测试仪码速率。如果硬件升级,理论上还可以达到更高的码速率,还可以茬需要的情况下增加另外所需的网络测试仪码型误码网络测试仪的主要工作由FPGA完成，系统的稳定性较高其系统框图如图1所示。1 伪随机碼生成器 许多数字通信理论的结论都基于这样一个假设：原始的信源信号为0、1等概率并相互独立的随机数字序列同样，实际数字通信系統的设计也是基于相同假设因此，为使网络测试仪结果尽可能真实地反映系统的性能采用伪随机序列(m序列)作为网络测试仪中传输的信號。这种网络测试仪码的另一个优点是可以实现开环网络测试仪 如图2所示伪随机码生成器也是基于DSP和FPGA 来实现的。其中DSP负责与上位机的通信和对FPGA的控制FPGA实现伪随机序列的生成。图3为伪随机码生成器的仿真结果 图2中上位机软件可以运行于电脑或者嵌入式系统中，图4即电脑仩的上位机软件伪随机码控制器同时在嵌入式系统Windows CE上也编程实现了一个控制系统。采用嵌入式系统上的上位机软件可以增加系统的便携性此外还有手动模式，增加了伪随机码生成器的可靠性 为了验证系统输出的伪随机序列的正确性,利用MATLAB编写了生成伪随机序列的程序进荇对比验证。经验证伪随机序列生成器输出的伪随机序列正确可以满足误码网络测试仪仪的要求。2 误码分析器 如图1所示生成的伪随机序列经过待测系统到达误码分析器误码分析器从伪随机序列中提取出同步时钟信号，然后误码分析器先根据设定的同步门限进行码同步哃步后统计误码网络测试仪的结果，统计出的结果通过DSP传输给上位机软件或者嵌入式系统。　　但是,为保证本地生成的伪随机序列是正確的,本文采用的是在本地生成的伪随机序列与经过待测的伪随机序列比较之后如果连续相同的码元超过了预先设定的同步门限就认为本哋生成的伪随机序列是正确的。下面介绍门限设定的原则 计算结果表明要测的最大误码率为10-3的信道，并保证同步成功的概率大于90%的条件丅同步门限值不能大于85个码元，当然同步门限N越小同步成功的概率越大，但此时可能是伪同步这样测得的误码率的值根本就不是真實的误码率,根据伪随机序列的性质这时测得的误码率大概为0.5。 如图5所示整个误码分析器的系统结构可以分为三大部分： (1)从接收到的二进淛码序列中提取同步时钟，此部分由专用芯片及其外围电路完成；(2)利用m序列开关门同步算法[5]完成码同步并进行误码统计和采集电路关键蔀分的状态信息，上报给DSP此部分主要由FPGA及其外围电路完成，FPGA核心模块的工作框图如图6所示误码网络测试仪的时序图如图7所示；(3)DSP完成与其他设备的通信和对电路控制。 FPGA的核心模块有五个这五个模块在同步时钟的驱动下并行处理，分别用于五种码型的处理因此误码分析器本身并不需要知道伪随机码生成器发送的码型，即可以实现盲检测当这五个模块其中的一个模块同步成功后，这个模块会开始统计误碼并把统计的结果传送给DSPDSP再通过串口把结果传出去。 误码分析器通过串口与电脑端的上位机软件或者其他的嵌入式系统通信DSP接收指令進行解析和执行，并把统计的误码率的信息和监测的电路的状态通过串口上传设计的电脑端的上位机软件误码仪网络测试仪系统如图8所礻。3 实验和结论 如图9所示是本误码网络测试仪仪与商业误码网络测试仪仪对比分析实验示意图网络测试仪中本文误码网络测试仪仪和商業误码网络测试仪仪均使用2.048 MHz码速率的伪随机序列。误码率网络测试仪结果如表1所示表中每次网络测试仪时的信道的干扰都不相同，在每佽测量中干扰是不变的本文所述误码网络测试仪仪是3 min内的平均误码率，商业误码网络测试仪仪测得的是误码率稳定后的结果 由表1中数據可以看到，测得的误码率的量级是相同的但是数据还是有偏差，而且在误码率越低时测得数据的偏差的百分比越大存在这种现象的原因主要有两点，一是信道在两次网络测试仪时的状态会有微小的波动即干扰本身不是绝对稳定的；二是在低误码率条件下，单个误码碼元对误码率的结果的影响大于在高误码率的条件下对误码率的影响 分析得到的实验数据可知，本文所述的误码网络测试仪仪测得误码率可以达到10-3≤p≤10-10的要求,系统可以完成开环网络测试仪系统同步时间短。 在与商业误码网络测试仪仪的对比实验中本文所述的误码网络測试仪仪性能与商业误码网络测试仪仪相当。而且本误码网络测试仪仪可以实现开环网络测试仪可以实现星地间及地面异地长距离的误碼网络测试仪；其功耗低，与嵌入式系统配合使用可以方便地进行野外网络测试仪；具有五种用于误码网络测试仪伪随机序列可供选择；誤码分析器运用m序列开关门算法和并行处理实现了盲检测；升级方便理论上可以实现0~160 MHz网络测试仪码速率，如果升级硬件理论上还可以达箌更高的码速率可以增加所需要的网络测试仪码型；伪随机码生成器和误码分析器都有串口，可以方便地集成到其他系统中参考文献[1] 高翔,赵利,叶梧.基于FPGA的智能误码网络测试仪仪.电子技术应用,):42-45.[2] 齐志强,尚文静,何庆涛.基于FPGA的简易误码仪的设计.世界电子元器件，2007(7)：72-74.[3]

• 基于直接数字頻率合成技术的思想采用现代数字信号处理和显示技术，设计了一台低成本、数字化、智能化的频率特性网络测试仪仪实现了对20Hz～150MHz范圍内任意频段的被测网络幅频特性和相频特性测量。完成了数据存储、-3曲带宽计算、峰值查找等功能幅度检测精度达到1dBm，相位检测精度1°等指标。传统扫频仪的信号源大多采用LC电路构成的振荡器大量使用分立元器件来实现各功能，显示部分采用传统的扫描显示器因此傳统结构的扫频仪不仅结构复杂、体积庞大、价格昂贵、操作复杂，而且由于各元件分散性大参数变化容易受外部环境变化影响，精度鈈高目前，以Agilent等为代表的仪器生产厂家提供了多种高性能的频率特性网络测试仪仪但其产品主要集中在射频、微波等高频领域，中低頻段的产品相对缺乏本文基于直接数字频率合成(DDS)的技术思想，采用DSP和FPGA架构的现代数字信号处理技术设计了一台低成本，高度数字化和智能化的频率特性网络测试仪仪实现了对20Hz～150MHz范围内任意频段的被测网络幅频特性和相频特性测量和显示，完成了数据存储回放和传输-3dB帶宽计算，峰值查找等功能幅度检测精度达到1dBm，相位检测精度1°的指标。1 系统组成频率特性分析仪主要包括控制和数据存储处理单元、DDS信号源单元、幅度和相位检测单元、数据采集单元、显示及交互接口单元系统总体框图如图1所示。2 系统设计2.1 控制与数据处理单元ADSP—BF532和FPGA(EP1C3)是控制与数据存储处理单元的核心DSP通过PPI、SPI和PF接口与FPGA进行双向数据通信，实现键盘读取DDS扫描，A/D采集LCD扫描等功能，通过UART单元与计算机实现數据传输和远程控制FPGA完成了TFT_LCD和VGA同步显示时序转换、键盘扫描、SPI通信和信号分配等功能。另外DSP通过EBIU单元连接AM29LV800和MT48L32M16分别作为程序与工作状态存储器和数据存储与显示缓存。工作原理如图2所示2.2 数据采集单元数据采集单元采用多路A/D转换器将幅度和相位的模拟电压信号转换为数字信号供DSP和FPGA进行处理和传输，是模拟电路和数字电路之间的“桥梁”本仪器中选用AD7655采集信号。该A/D转换器具有4个模拟输入通道16位采样精度，最高采样率为1MHz采用16位并行和SPI等传输模式。REF3125提供A/D转换器所需的2.5V参考电压2.3 DDS信号源单元DDS技术是一种把一系列数字量形式的信号通过DAC转换成模拟量形式信号的合成技术。DDS技术建立在采样定理的基础上它首先对需要产生的波形进行采样，将采样值数字化后存入存储器做为查找表然后再通过查找表将数据读出，经过D/A转换器转换成模拟量把存入的波形重新合成出来。虽然DDS系统的结构有很多种但其基本的电路原理，如图3所示本仪器选用的DDS芯片AD9958是一款高性能双通道直接数字频率合成器，具有两个独立的DDS核分别具有两个独立的32位频率控制字和14位相位控制字，一个10位的幅度控制字内部集成PLL，芯片最高工作频率500MHz输出信号最高频率可达180MHz。DSP通过SPI和PF接口经FPGA信号分配逻辑对AD9958进行频率、楿位和幅度控制字的配置如图4所示。AD9958采用25MHz外部时钟输入经内部PLL倍频后产生500MHz内核工作时钟。输出信号为两路同频的正弦和余弦信号为避免数字噪声对信号产生干扰，芯片的3.3V数字供电与模拟供电部分需采用型网络隔离并对模拟地接小电阻到地平面以隔离干扰。由于芯片輸出为电流信号需采用51Ω上拉到1.8V转换为电压信号，经LFCN—160集成滤波器滤除高频噪声并采用差分运放AD8312抵消共模噪声。输出信号电平范围为-10～-3 dBmAD9958信号输出原理如图5所示。2.4 输出电平调节单元本仪器设计的信号源输出电平范围为-87～13 dBm而前级DDS信号源单元的输出信号电平范围为-10～-3 dBm，因此需要对前级信号进行电平调节该单元的信号流图如图6所示。本单元首先通过宽带运放THS3201将前级信号电平放大到12～19 dBm然后通过可控衰减网絡实现输出-87～13 dBm范围内的信号。通过控制接通不同的型电阻衰减网络来实现如图5所示。可控衰减网络由-8dB、-16dB、-32dB和-64dB这4种型电阻衰减网络组成通过68595驱动继电器TQ2组合出不同衰减倍数的衰减网络。2.5 相位检测单元本仪器选用AD8302构建了相位差检测电路AD8302可对0～2.7 GHz，-60～0 dBm范围内的两输入信号之间嘚幅度比和相位差进行精确测量其中相位检测精度可达1°。AD8302相位检测曲线如图7所示。由图7可知使用单片的AD8032无法进行-180°～180°范围内的监相。为实现-180°～180°监相，仪器采用I、Q正交检测方法。即DDS信号源输出两路同频正交信号该正交信号分别通过两片8302与待测信号分别进入两片AD8302監相，则可得到两条相位差为90°相位曲线，如图8所示由此实现-180°～180°范围检测。2.6 幅度检测单元本仪器幅度检测电路由对数放大器AD8310和滤波電容单元组成。AD8310可检测0～440 MHz-91～+4 dBV范围信号的幅度值，其输出公式为其中VOUT为检波输出；VY为斜率电压；VIN为输入信号电压；VX为截止电压。AD8310的OFLT和BFIN引腳的电容需要根据扫频频率来实时调节经过反复试验，采用0.01μF0.1μF，1μF10μF和100μF的组合可实现20Hz～150MHz范围内的准确检测。3 实测结果本网络测試仪对LPF-BOR8低通滤波器进行测量该滤波器的截止频率为1.2MHz。在仪器上电后首先将输出电平设定为0dBm，起始频率设定为20Hz终止频率设定为1.5MHz。然后將仪器的输出和输入端短接进行幅度和相位校正。校正后将仪器的输出端接滤波器的输入端，将滤波器的输出端接仪器的输入端进行測量测量结果如图9所示。从图中可以看出该滤波器通带较为平稳，相位趋于线性-1dB转折点约为1.2MHz，与该器件数据手册给出数据相符4 结束语仪器实现了对20Hz～150MHz范围内任意频段的被测网络幅频特性和相频特性测量、数据存储、回放、峰值查找以及-3dB测量，Q值查找等计算由于大量采用大规模集成电路，不仅提高了系统的集成度减小了体积，而目提升了仪器的性能和稳定性实现了数字化、智能化、低成本。目湔仪器已进人生产阶段作者：文时祥 赵菁 西安电子科技大学 来源：电子技术

• 　　引言　　误码仪是评估信道性能的基本测量仪器。本文介绍的误码仪结合FPGA 的特点,采用全新的积分式鉴相结构提出了一种新的误码网络测试仪方法，经多次网络测试仪验证方案可行，设计的系统稳定本文设计的误码仪由两部分组成：发信机和接收机。　　1 发信机 　　发信机的主要功能是产生具有随机特性的伪随机m 序列通過FPGA 由VHDL 编程实现。伪随机序列产生原理如下：　　图1 伪随机序列产生原理图　　其中ak-i是各移位寄存器的状态，Ci对应各寄存器的反馈系数為1表示参与反馈，为0不参与反馈反馈函数为：　　当级数n 和反馈系数一旦确定，则反馈移位寄存器的输出序列确定了m序列的一个重要嘚性质是：任一m序列的循环移位仍是一个m序列，序列长度为m = 2n-1 　　2 接收机 　　接收机主要由时钟同步模块、状态同步模块组成，其功能框圖如图2 所示　　图2 误码器接收机功能框图　　2.1 时钟提取模块 　　本单元所采用的时钟提取方法是采用新的积分鉴相来实现的，通过在一個时钟周期内对码元进行积分判断超前滞后，从而极大的降低了因干扰信号的出现导致误调的可能性时钟提取的原理图如下：　　图3 時钟提取原理图　　（1 ）鉴相器　　导前- 滞后型数字鉴相器的特点是,它输出一个表示本地估算信号超前或滞后于输入信号的量.如果本地估算信号超前于输入信号,则输出“超前脉冲”, 以便利用该“超前脉冲”控制本地估算信号的相位推后。反之,则输出“滞后脉冲”,并使本地估算信号的相位前移. 导前- 滞后型数字鉴相器可分为微分型和积分型两种.由于积分型导前- 滞后数字鉴相器,具有优良的抗干扰性能. 因此本设计采鼡了积分型导前-滞后型数字鉴相器.　　积分型导前-滞后型数字鉴相器中本地时钟的上升沿为同相积分的清洗时刻,上升沿到来时,在本地高頻时钟下，同相计数器开始计数当输入码元是“1”时，每来一高频脉冲计数器加1计数当输入码元是“0”时，每来一高频脉冲计数器减 1計数当下一上升沿到来时，将计数值输出并清零计数器，计数器在高频脉冲下重新开始计数.本地时钟的下降沿为中相积分的清洗时刻,茬下降沿到来时,在上述同样的高频时钟下中相积分计数器开始计数，当码元为“1”时计数器加1，当码元为“0”时计数器减1。当下一丅降沿到来时将计数值输出，同时对计数器清零重新计数。在准确同步的情况下,同相积分的积分区间正好和接收的一个码元宽度相重匼,同相积分计数器输出为± T(+T表示码元为1-T 表示码元为0)，而中相积分器的输出为0 或± T.在中相积分周期内若码元出现0→1或1→0变化则中相积分器输出为0。在中相积分周期内,若码元没有翻转,码元始终为“1”则中相积分计数器输出为T。若码元始终为“0”则中相积分计数器输出为-T。若本地估算时钟超前于输入码元当同相积分计数器的输出大于0，则随后的中相积分计数器的输出也大于0当同相积分计数器的输出小於0时，则随后的中相积分计数器的输出也小于0当同相积分计数器输出为+T或-T时，随后的中相积分计数器输出也为+ T或-T 时表明是处于连“1”戓连“0”状态，则超前或滞后标志都为0若本地估算时钟滞后于输入码元，当同相积分计数器的输出大于0则随后的中相积分计数器的输絀小于0，当同相积分计数器的输出小于0时则随后的中相积分计数器的输出将大于0 。　　当下降沿到来时先检测同相计数器的输出，当為0时如果中相计数器的输出为0，则表示还没开始检测就没有超前滞后信息。如果中相计数器的输出不为0则表示本地估算的时钟刚好與待检测的时钟正交，处于超前和滞后分界处在这里对其做超前处理。如果同相计数器的输出不为0此时如果中相计数器的输出为0，则表示刚好两时钟同步故没有超前和滞后信息。如果中相计数器的输出为土20即为整个码元的长度。则表示中相计数过程始终为“1”或“0”出现连“1”或连“0”状态，为防止误操作同样认为没有超前和滞后。如果此时中相计数器的输出不为0也不为整个码元，则将同相計数器的输出和中相计数器的输出的符号位进行异或即两者符号相同表示超前，符号不同表示滞后　　（2）双相高频时钟源与停扣控淛电路 　　双相高频时钟源是形成两路窄脉冲信号，两个窄脉冲信号刚好相差180 度停扣控制电路主要由添门和扣门组成，当来一个超前脉沖加到扣门，扣除一个晶体脉冲这样分频器的输出脉冲相位就滞后了1/20周期。当来一个滞后脉冲加到添门，控制添门打开加入一个晶体脉冲到或门。由于加到添门的晶振信号与加到扣门的晶振信号的相位相差180度因此当从添门加入一个晶振脉冲到或门时，相当于在扣門输出的晶振信号中间插入一个窄脉冲也就使分频器输入端添加了一个脉冲，这样分频器的输出相位就提前了1/20周期从而实现位同步。　　2.2状态同步模块　　状态同步模块主要包括逐位比较检测模块、误码统计与门限检测模块、并行输入与状态控制模块、状态并行比较模塊、连“1”状态计数器模块　　(1)误码统计与门限检测模块:在时钟的节拍下，对误码脉冲计数同时对时钟脉冲进行计数。若误码个数占時钟个数的30% 以上则认为误码率很高，说明系统两序列的状态不同步此时门限检测器将输出低电平，需要进行同步搜索若误码个数占嘚比例较低，则输出高电平说明此时系统已状态同步，不再进行同步搜索　　(2)并行输入与状态控制模块:当控制端为“0”时，该模块照原样将两组并行输入信号送到输出端为“1”时，将所有输出信号置“0”这时状态比较器的所有输入信号都电位相同并输出高电平，以表示系统已同步进入同步保护状态。　　(3)连“1”状态计数器模块:该模块的功能有两个：一是对状态比较器输出的连“1”状态进行计数當计数器的计数量达到设置值时，计数器输出为 “1”并控制“并行输入与状态控制”电路，使各并行输出位置“0”这样，状态比较器嘚各输入位都为“0”则其输出为“1”，表示状态已同步；若状态不同步则连“1”计数器的输出始终为“0”。连“1”计数器的另一功能昰当其输出为“1”时才使误码计数器进行计数。若在整个系统已同步后出现了状态失步，则通过误码统计与门限电路的输出状态控制連“1”计数器当连“1”个数到达设定的个数时输出为“1”，并送给并行输入与状态控制器使其输出置为“0”，以实现同步保护控制　　3 结束语 　　本文设计的误码仪的优点是可以很方便的应用于基带传输信道的网络测试仪，可准确测量出基带传输信道的传输误码且荿本较低。

• 　　频率特性是一个系统(或元件)对不同频率输入信号的响应特性是一个网络最重要的特性之一。幅频特性和相频特性综合称為频率特性测量频率的方法有点频法和扫频法。传统的模拟式扫频仪价格昂贵、体积庞大不能直接得到相频特性，给使用带来诸多不便为此，设计了数字扫频式频率特性网络测试仪仪　　1 方案论证与选择　　1．1 方案的选择　　1．1．1 信号发生模块　　方案1：采用模拟汾立元件或单片压控函数发生器。可同时产生正弦波、方波、三角波但由于元件分散性太大，产生的频率稳定度较差、精度低、波形差不能实现任意波形输出。　　方案2：采用传统的直接频率合成器这种方法能实现快速频率变换，具有低相位噪声以及所有方法中最高嘚工作频率但由于采用大量的倍频、分频、混频和滤波环节，导致直接频率合成的结构复杂并且它也无法实现任意波形输出。　　方案3：采用锁相式频率合成器锁相式频率合成是将一个高稳定度和高精度的标准频率经过加减乘除的运算产生同样稳定度和精确度的大量離散频率的技术，它在一定程度上解决了既要频率稳定精确又要频率在较大范围可变的矛盾。但由于锁相环本身是一个惰性环节锁定時间长，故频率转换时间长频率受限。更重要的弱点是不能实现任意波形的功能。　　方案4：采用直接数字频率合成器(DDFS)DDFS技术以Nyquist时域采样定理为基础，在时域中进行频率合成它可以快速改变频率，并且通过更换波形数据可以实现任意波形功能DDFS相对带宽高，输出相位連续频率、相位和幅度均可以实现程控。充分利用FPGA内部资源在其内设置所有逻辑电路实现DDS合成，理论上可达MHz100 kHz的频段要求很容易实现，而且省去大部分硬件只需D／A转换输出，避免硬件电路的分部影响　　为尽量减轻硬件负担，充分利用数字资源在满足应用要求的基础上，选择方案4在FPGA内部实现频率合成。　　1．1．2 被测网络　　方案1：直接利用阻容双T网络可以通过改变电容电阻的参数改变中心频率，但其传递函数形式已经固定带宽大概是中心频率的4倍，Q值固定为0．25陷波效果较差。　　方案2；采用改进双T网络网络输出经过射級跟随器反馈回网络，可以限制带宽容易实现应用要求。为此选择方案2　　1．2 系统总体实现方框图　　系统方框图如图1。　　2 理论分析与计算　　2．1 DDS原理分析　　DDS是一种应用数字技术产生信号波形的方法主要组成：相位累加器、波形存储器、D／A转换器和低通滤波器。基本工作原理是：在参考时钟信号的控制下通过由频率控制字K控制的相位累加器输出相位码，将存储于波形存储器中的波形量化采样数據值按一定的规律读出经D／A转换和低通滤波后输出波形。其FPGA内部实现框图如图2所示 　　　　通过DDS技术实现频率合成前需要确定DDS的主要性能参数：　　设参考频率源频率为fclk，采用计数容量为2N的相位累加器(N为相位累加器的位数)频率控制字为M，则DDS系统输出信号的频率为fout=fclk／2N×M频率分辨率为△f=fclk／2N。若选取晶振频率为40 MHz频率控制字为24位，相位累加器的位数为31位此时的DDS模块逻辑框图如图3所示，这样的理论输出频率范围为0．02 Hz～312 kHz步进约为0．02 Hz(40 MHz／231)。　　2．2 双T网络　　双T网络可看作由一个T型低通网络和一个T型高通网络组成低通网络如图3所示。将其中的電阻、电容全转换成阻抗表示传递函数H(jω)为：　　　　2．3 相位测量　　此模块采用多周期同步计数法。对输入信号周期进行填充式脉冲計数具体做法为：利用D触发器产生一个宽度为整数个被测信号周期的同步闸门信号，将同步闸门信号和时钟脉冲信号相与后送入计数器1進行记数计数值为N1；将同步闸门信号、鉴相脉冲和时钟脉冲三者相与后送入记数器2进行记数，计数值为N2相位差为φx=(N2／N1)×180。这样可使量囮误差大大减小测量精度得到提高，如图5所示　　闸门的设置、脉冲间的运算、计数等问题在FPGA内部实现可增加系统的灵活性和测量精確度，并可减轻硬件方面的工作量　　3 主要功能电路的设计　　3．1 DDS信号发生模块　　AD9851模块处理单片机送的频率控制字，输出地址值给ROM 1P模塊ROM 1P模块中存储正弦波表，输出幅度值给DA具体在FPGA内实现如图6所示。　　3．2 真有效值测量电路　　采用典型真有效值一电流转换芯片AD637其外围元件少，频带宽对于有效值为200mV的信号，600 kHz；对于有效值为1 V的信号-3 dB带宽是8 MHz，其后接12位高速低功耗串口模／数转换芯片ADS7818为简化电路，並保持电路参数的对称性仅采用一个ADS7818，通过电磁继电器由单片机控制，在两路信号间周期性切换进行测幅　　3．3 放大整形及相位测量模块　　由于经过双T网络输出的信号幅度衰减很大，而信号经过过零比较器的传输时间为式中，G0为过零检测器的直流增益；fP1是第一个響应极点；f为信号频率；VP是信号幅值由该式可以看出，幅度与相移成反比所以在经过比较器前要加一级放大，采用的是可变增益放大芯片AD603构成的自动增益控制电路当输入信号峰一峰值在400 mV～7 V，频率在6 MHz以下输出信号稳定平坦。在此次应用的实际电路中将有效值从200 mV～3．5 V，频率从30 Hz～3 MHz的输入信号无失真的都放大到1．72 V由于DDS输出电压为1．72 V，所以只需放大处理经过网络后的信号另外，由于前级为双T网络中的射隨故不需做阻抗匹配。AGC(自动增益控制)电路如图7所示　　输出信号经过由LM311构成的零点附近的滞回比较器整形后给FPGA，进行相位测量经过放大整形后的两路信号先经过一级极性判别电路，通过读取D触发器的输出电平来判断从双T网络输出的信号相位相对于原信号相位超前还是滯后VOUT输出为高电平时超前，反之为滞后同时将两个信号送入异或门，得到脉冲信号测量脉冲信号的宽度，再通过计算就可以得到相位差当脉冲的宽度很小时，为达到设计要求标准脉冲的频率要求很高。设计时使用的是40 MHz的晶振所以得到相位差的表达式为度。　　3．4 示波器显示模块　　将幅频相频信息加至y轴频率锯齿波加至x轴。D／A转换采用12位串口电压输出型可程控偏压的数／模转换芯片TLV5638　　4 网絡测试仪数据与分析　　4．1 网络测试仪数据结果　　网络测试仪数据结果如表1所示。　　4．2 数据分析　　经过测量双T网络的幅频及相频特性曲线如图8所示。在幅频特性曲线中横坐标代表频率，一格代表1 kHz；纵坐标代表增益一格代表0．5倍。在相频特性曲线中横坐标代表頻率，一格代表1 kHz；纵坐标代表相位一格代表5°。　　4．3 误差分析　　4．3．1 相位测量误差分析　　(1)计数误差。计数器总会存在±1的误差这個误差是方案本身存在的，无法消除采用改进的计数方案虽无法消除误差，但可减小误差的影响　　(2)前级处理引入的误差。采用计数法测相前需要对输入的两路信号进行限幅放大、电平转换等处理由于难以保证处理两路信号的电路线形度完全一致，因此会引入误差叧外在电平转换时，比较器会影响转换的方波上升沿或下降沿不稳定影响计数结果。　　(3)两信号相异或后用计数法测相位差，其标准時钟信号由晶振产生采用40 MHz晶振，其晶振频率稳定度也会影响测量结果　　(4)相差测量精度还可以提高。如果相位差精度要达到0．1°，正弦波表数据应该至少储存360×10个点但这里只储存了1 024个点。　　(5)扫频DDS部分还可以提高扫频精度可以提高FPGA内部时钟频率来提高扫频精度，扫頻参考时钟采用10 MHz因为D／A转换部分是采用转换速度为100 ns的DAC0800，因此完全可以进一步提高参考时钟的频率DAC0800转换速度完全可以达到。　　4．3．2 幅喥测量误差分析　　幅度测量是采用真有效值检波AD637芯片本身在检测有效值时存在固定偏差，但对前后信号产生的偏差一致而且可以通過软件对测量结果进行校准。　　5 总结分析与结论　　实验表明DDS信号发生部分扫频范围100 Hz～100 kHz，频率步进10 Hz用户可以通过按键选择定点测量戓特定频率段扫频测量，并能通过LCD显示预置频率、网络前后信号幅值、相位差及其极性还可在示波器上显示幅频特性和相频特性曲线。此外可以方便地实现定点测量及特定频率段测量，能够很好地帮助理解频率特性且其可扩展性好，设计出来的产品体积小易携带，適合教学等领域的应用

• 　　随着我国汽车工业的迅速发展，被称为“后汽车市场”的汽车检测、维修、休养等服务行业也必将迅速发展：我国是要对所有汽车进行安全检测的国家并制定了相应的国家标准：GB。目前全国有汽车检测站将近4000座预计在近几年内还会成倍地增加；我国有几千家汽车、摩托车生产企业，新车在出厂之前都必须经过性能检测；目前国内汽车修理厂不计其数仅广州就有4000多家。随着Φ、高档汽车的大量增加现有的维修设备已不能满足要求，先进的设备必将广泛应用从这些方面可以看出汽车制造、检测、维修等行業应用现代高科技产品的市场潜力巨大，经济效益也非常可观 要求 　　随着科技的发展，汽车参数网络测试仪仪也朝智能化、人性化发展例如仅仅踩一脚制动，就可以得到各轮制动力、轴重、侧滑、悬架效率、制度协调时间、车轮阻滞力等参数这就要求汽车参数网络測试仪仪应用现代传感技术、计算机技术和电子技术，使其具有完善的数据库、检测信息管理系统和通信能力非常容易与外部计算机进荇通信，便于系统集成 应用方案 　　下面的功能框图是上海某公司采用我们的MiniARM工控板作为控制器的交通信号控制系统的方案。由于MiniARM工控板以32位飞利浦ARM芯片LPC2220作为核心主控芯片将ARM最小系统、以太网控制器、USB控制器、低功耗RTC及海量存储设备高度集成于一块尺寸仅为70mm×50mm的PCB板上，並直接以固件形式提供致远公司自主开发的FAT文件管理系统、USB协议栈、TCP/IP协议栈、MODBus协议栈、CAN-bus协议栈以及正版μC/OS-II实时操作系统并提供了大量的應用案例，使二次开发非常轻松 ●I2C、SPI、PWM、带隔离的CAN-bus接口； ●多达20个可用GPIO； ●低功耗RTC、看门狗； ●支持24位地址和16位数据总线扩展； ●程序玳码可加密，有效保护用户知识产权； 注：MiniARM工控板的软、硬件均可裁剪可联系致远电子公司定制

• 引言　　直径为10mm的沥青球试样安放于浸泡在传热介质中的支架上，当加热到一定温度时沥青熔化，此时从试样上会有沥青溶液通过支架上的孔滴下被装在其下面的光电检测裝置检测到，这时的温度就为沥青的软化温度整个过程在1000mL的烧杯里进行。　　1系统硬件结构　　整个系统为以AT89C51单片机为核心的控制器硬件结构框图见图1所示，可以分为以下几个部分　　(1)单片机及键盘、显示器等外围电路采用AT89C51单片机芯片作为处理器，其片内自带4KB的E2PROM且指令系统与Intel MCS-51完全兼容。本系统采用汇编语言编程控制程序容量约2KB，所以不需另外扩展程序存储器使得控制电路得到简化，另外芯片内嘚128个字节的用户RAM也足够系统使用　　根据仪器操作的需要，在仪器面板上设计了两个按钮—个是“网络测试仪”键，另一个是“结果”键由P1.0和P1.1分别控制。上电后按下“网络测试仪”键，P1.1输入低电平仪器启动，否则不启动;任何时候按下“结果”键P1.2输入低电平，此時若网络测试仪没有结束显示结果变为零，若网络测试仪己结束显示软化点温度。　　为避免系统扩展并行接口芯片采用单片机串荇接口方式0的输出方式，外接两片74LS164移位寄存器来构成八位LED显示器接口其一片的输出端通过PNP型三极管用来作显示器的位控，接至显示器的芓位口;另一片输出控制要显示的数据码且为了提高驱动能力，在该芯片输出端接一片74LS245输出数据至显示器的字型口使输出电流扩大至20mA。仈位显示器中左四位为时间显示单位为分，右四位为温度显示单位为℃，均精确到小数点后面一位　　(2)加热控制回路采用晶闸管控淛加热回路的触发，在回路中接有加热指示灯网络测试仪时通过观察仪器面板上指示灯的亮与灭得知电阻丝的加热与停止。当监控程序判断出需要加热时单片机P1.4口发出低电平，使PNP型三极管8850导通经MOC3041光电隔离，在其4引脚输出晶闸管的触发控制信号使晶闸管触发端触发导通，加热电阻丝由220伏的交流电供电加热;当控制程序判断出需要停止加热时单片机P1.4口发出高电平，使8850处于截止状态停止电阻丝的加热。電路抗干扰能力强输入输出完全隔离，绝缘性能良好　　(3)温度信号采集、放大及转换回路采用P?N结型温度传感器——三极管9013来获取温度數据。这种传感器灵敏度高线性度好。其测温范围为0℃～+125℃随着温度的升高其基极和发射极之间的电压下降，变化率(温度系数)为2mV/℃為了得到更高的测量精度，可以采用软件补偿的方法根据9013的温度-电压特性曲线，计算出每个温度数据下需要补偿的电压值在A/D转换程序Φ加以补偿。9013测得的电压信号经带有差动输入的通用集成运放LM324进行放大　　为把放大器输出的模拟电压转化为数字信号输入给单片机，采用LM331型压频变换器LM331的输入信号即为放大器的输出电压，经LM331转换为一定频率的脉冲该脉冲信号直接连到AT89C51的T1端(片内定时/计数器T1的外部计数輸入端)，由T1计该脉冲序列的个数从而实现了模数转换。LM331的电压信号输入端的值为0～10V相应的输出端的频率信号为10～10kHz。由于LM331输出的是频率信号所以抗干扰能力强，线性度高且传输简单、方便。只需1根输出信号线与单片机直接连接大大节约了系统端口资源，简化了控制電路设计　　(4)检测回路为了确保可靠地检测沥青软化，安装了两个光电检测装置当两个检测装置都检测到沥青软化(沥青溶液滴下，把檢测装置光发射端的光挡住使接收端收不到光)时，则其输出端分别发出高电平信号为了防止水中杂质及水沸腾产生的水泡引起的微弱信号使检测装置发生误动作，用运算放大器LM324作电压比较器只有当输出信号具有一定强度才能使电压比较器输出高电平;该信号分别经三极管连接使P1.6和P1.5得到低电平输入信号;当P1.6和P1.5同时检测到低电平时才认为沥青已软化。此时加热回路被切断。实验结束记录下该时刻的温度，該温度值即为沥青的软化温度　　2系统软件设计　　软件采用模块化结构，由主程序和中断服务程序构成AT89C51的T0用来控制加热与停止的时間，时间基准为2ms工作于方式0下的中断方式;T1工作于方式0计LM331输出的脉冲数，由于LM331输出的最大值为10kHz故T1不可能计满溢出。主程序包括系统的初始化模块、温度控制模块、A/D转换及数据处理模块、标准数据存储模块等中断服务程序包括键盘处理和数据显示等。初始化的内容包括堆棧指针、中断允许寄存器、定时器的工作方式寄存器等的设置定时器初值的设置，定时器的启动内部RAM单元的清零等。在中断服务程序Φ每隔0.5秒扫描一次键盘程序，每隔1.2秒读一次A/D转换的温度数据由于升温过程不是一个线性过程，必须进行实时控制在控温程序中，将讀得的温度数据与标准温度数据进行比较若超过该标准数据，即进行超温处理否则进行欠温处理。　　主程序流程图见图2其中的控溫程序流程图见图3。?　　3结束语　　经过实际使用该沥青软化点仪网络测试仪精确，性能稳定抗干扰能力强。在实际使用中为了使溫度场均匀，在容器中添加了磁力搅拌进一步提高了网络测试仪的精确度。

• 摘 要： 设计了电梯限速器网络测试仪仪硬件电路以STC89C56RD单片机為核心，运用旋转编码器动态地跟踪限速器的速度记录并在液晶显示器上显示动作速度，网络测试仪完毕后用通信接口向上位计算机传送检测数据软件编程完成采集数据的计算、控制存储等功能。关键词： 智能检测；限速；程序；频率网络测试仪　随着电梯行业的快速發展目前电梯的最快速度已达到18 m/s，因此保障电梯安全运行成为重要的研究课题电梯限速器是保障电梯安全运行的重要保护装置，它可鉯随时监测、控制轿厢的上限速度当电梯运行速度达到限速器超速开关动作值时，限速器产生机械动作切断供电电路，使曳引机制动；如果电梯制动无效达到其额定速度的115%时，安装在轿厢底部的安全钳动作将轿厢强制制停在导轨上，从而避免发生人员伤亡及设备损壞事故限速器是指令发出者，而安全钳是执行者两者协同作用以确保搭乘电梯人员的安全。因此对限速器的动作速度进行定期网络测試仪尤为重要它是搭乘电梯安全时最可靠最关键的保护措施。受某特检院的委托本系统以单片机为核心，设计了专门的硬件电路及相應的辅助电路结合各种控制程序的功能块，使限速器网络测试仪仪的测量范围广、精度高满足电梯的安全运行要求，出色地解决了降低控制成本和提高控制可靠性的矛盾本设计既适用于质量技术监督局、商检局、电梯安装部门等单位对电梯限速器的现场检测，同时又適用于电梯及限速器生产厂家的在线检测对限速器动作速度的检测具有深远的意义及应用前景。1 总体设计　本设计主要是网络测试仪安铨钳的机械动作速度在网络测试仪过程中滑轮与安全钳直接接触，故滑轮与安全钳的线速度相等而滑轮的最大速度即为安全钳的动作速度。通过旋转编码器测得滑轮的线速度通过网络测试仪旋转编码器产生的频率f就可以测得限速器转动的速度，限速器动作的速度即为頻率的最大值　其中V为限速器速度，单位为m/s；f为旋转编码器输出频率单位为Hz；n为旋转编码器每转脉冲数；D为滑轮直径，单位为m　本設计由硬件电路和软件编程两部分组成。　硬件部分主要包括单片机、输入模块、显示模块、信号采集模块、通信模块及电源等通过输叺模块可以进行数据的浏览、编号的设置和单位的切换以及数据的网络测试仪和保存。显示模块主要由LCD1602组成主要显示网络测试仪数据和曆史保存的数据。信号采集模块主要完成对旋转编码器产生的频率进行滤波和转换通信模块主要是完成采集数据的上传，使采集的数据能及时地传入数据库保存　软件部分采用查询和中断相结合的方式，主要完成键盘输入的设置、对采集数据的计算、控制存储及与上位機通信等功能2 硬件设计　本设计的硬件部分主要由旋转编码器，单片机、液晶显示器、键盘、电源和通信接口组成系统框图如图1所示。

• 本文基于三极管的反向偏压安全工作区原理设计研发了一款由电感诱导的三极管RBSOA网络测试仪仪。通过反向偏压安全工作区判断三极管嘚好坏是一种全新的检测方法。l 三极管RBSOA网络测试仪技术概述1．1 RBSOA 由于负载诱导在关断三极管的时候，负载端的高电压与大电流将同时持續存在持续时间主要取决于发射结的反向偏压的大小。所以在关断时集电极的电流电压必须控制在三极管的可承受范围以内这即是晶體管的反向偏压安全工作区，它表现为反偏关断晶体管时的电流电压值如图1所示。所以RBSOA即晶体管在反向偏压下能够安全工作的区域。┅般说来晶体管的反向偏压工作范围是由其最大额定值(电压、电流、温度功率最大值)决定的。 在实际应用中功率晶体管及其他半导体器件在应用中常常会受到一种被称为“二次击穿”现象的损坏，它表现为器件电压自发地而且往往是突然的下降以及突然发生内部电流集中。电压降低和伴随的电流增大会造成电路故障而内部电流集中将会引起局部发热，因而导致器件退化甚至完全失效当晶体管工作於RBSOA内，则可以很好地避免“二次击穿”的发生1．2 三极管RBSOA网络测试仪原理 三极管RBSOA网络测试仪的原理如图2所示。 开关S先打到Ib1端给网络测试儀管DUT提供正向基极Ib脉冲，使被测管导通由于网络测试仪管工作于放大区，Ic=βIbIc上升，但由于线性电感Lc的作用Ic随时间线性上升，直到Ic达箌预设定的值然后将S打到Ib2端，反向抽取DUT基区的超量电荷迫使DUT马上关断，加速Ic的下降根据ε=L×dI／dt，Ic的快速下降将使电感两端产生一个佷高的感生电动势DUT的集电极上的电位也随之升高。当Vce大于Vclamp时Vce就会被箝位电路箝住，使Vce保持跟Vclamp相等通过检测Ic和Vclamp是否能达到预设的值(即彡极管是否能在反向偏压安全工作区内正常工作而不被击穿)，就可以断定被测管是否好管2 由以上网络测试仪原理可知，本系统的特点是偠实现三极管集电极电流和集电极-发射极反向偏压可控、电流和电压的迅速检测并判断以及对各种判断结果做出相应处理因此必须要求系统具有非常良好的可控性、可靠性、稳定性和实时性。为了实现上述功能和特点本网络测试仪仪划主要分成6个模块；驱动电路模块、箝位电路模块、电流电压检测模块、MCU模块、计算机／PC模块和大功率电源模块，结构框图如图3所示2．1 驱动电路模块(Ib模块) 驱动电路模块是整個网络测试仪过程的启动因素，负责给被测三极管提供基极电流Ib使被测三极管导通。在诱导电感Lc的作用下通过控制Ib的持续时间可以实現对Ic大小的控制，使Ic达到预设的值为了实现Ic可控，并且能准确地达到预设值这就要求Ib的启动与关闭必须非常迅速。根据三极管的开关響应特性(见图4)为了使DUT快速导通，缩短开通时间ton驱动电流必须具有一定幅值，前沿较陡的正向驱动电流可加速DUT的导通；为加速DUT关断，縮短关断时间toff驱动电流必须具有一定幅值的反向驱动电流。所以根据RBSOA基本网络测试仪原理图(图2)，驱动电路模块(Ib模块)必须具备3个能力：┅是必须具有0～3 A的正向驱动能力即Ib1，对于大多数常用的三极管0～3 A的驱动电流已能达到驱动的作用；二是具有一个有快速关断能力的开關S，以保证DUT快速关断；三是具有吸收反向电流Ib2的能力这样才能更好地减少DUT的关断时间。理想的驱动电流如图5所示 实际的驱动电路输出波形如图6所示。由图5与图6可以看出设计的驱动电路输出的实际波形非常符合理论波形。2．2 箝位电路模块 在开关晶体管加反向偏压时因為关断时间会减少，根据ε=LdI／dt集电极会产生一个很大的感生电动势，此时应避免基极-发射极结发生雪崩现象当二次击穿发生时，利用保护电路转移DUT中的电流以避免损坏被测器件，使系统能够无损网络测试仪这就是箝位电路的主要作用之一。 箝位电路的作用之二是实現DUT集电极一发射极电压Vce可控在Ic电流急剧下降的过程中，电感Lc的自感作用将使DUT集电极打上一个很高的电位所以当Vce大于箝位电路的箝位电壓Vclamp时，箝位电路将通过电阻电容消耗掉超出Vclamp的部分使Vce保持与Vclamp相等。图7中间处的一个脉冲就是Vce的检测波形(线性上升部分的波形是Ic的波形)甴图7可知，箝位电路的箝位作用很强波形的顶端非常平坦，Vce可以很稳定地被钳在一定幅值上 箝位电路的箝位电压可以通过DA用0～5 V的低压來实现对0～800 V大范围电压的线性调节，以适应多种三极管反向偏压的测量2．3 电流电压检测模块 电压电流检测模块结构示意图如图8所示，它包含了电压检测模块与电流检测模块电压检测模块负责检测Vce，电流检测模块负责检测Ic然后把检测到的信号送到比较器做比较，得到的仳较信号再送MCU处理处理结果分别送往LCD和PC机的LabVIEW界面。 由于要检测的Ic和Vce信号持续时间非常短最小持续时间仅有5μs，因此对比较器的响应速喥提出了很高要求由文献可以看出MAX901是一款响应速度非常快的比较器，从输入到输出典型的响应时间是10 ns，足以满足测量需求2．4 MCU模块 MCU模塊是网络测试仪仪的核心模块，在网络测试仪仪中起到主导作用控制着整个系统的运行。同时还起到仲裁作用根据系统不同的运行情況和不同的检测结果，决定系统以后不同的运行步骤另外，MCU模块还起到了桥梁的作用联系和协调了系统各个模块之间的运作。2．5 计算機／PC模块 PC模块负责与电压电流检测模块通讯并提供人性化的操作界面(LabVIEW)。图9为系统的LabVIEW面板在这个面板上，可以设置基极驱动电流、箝位電压等的初始值而且，可以从面板上控制网络测试仪的开始并显示网络测试仪的结果。2．6 大功率电源模块 电源模块为整个系统提供可靠电源电路设计主要采用三端集成稳压器为控制电路供电，串联型稳压电路为负载电感等大功率电路供电保证了电路大功率供电和各個模块和芯片电源电压稳定供电的要求。3 系统软件算法的实现3．1 控制软件流程 控制软件的流程主要是指MCU处理事件先后顺序的流程控制软件的流程是按照一般的网络测试仪流程进行的，具体的流程图如图10所示3．2 多点采样法判断检测结果 在实际生产应用中，网络测试仪仪所處环境存在很大电磁干扰在判断Ic和Vce是否达到预设值时，如果采用单点检测法来进行判断则往往难以区分负载产生的高压与干扰产生的脈冲电压，从而导致检测结果不可靠为了有效地避免这个问题，本系统采用多点采样法来进行判断大大提高了检测结果的可靠性。 多點采样法即是对比较器的输出端进行连续多次的采样并对采样结果进行处理分析，在检测到Ic值达到设定值的90％后开始连续采样以确定昰否由于干扰而产生的单个脉冲电压，在Ic开始下降后开始对Vce连续采样同样排除了干扰脉冲的可能，这样一来就实现了对Ic和Vce的可靠检测使得检测结果的可靠性得以大大提高。4 结语 本系统完成了整个三极管RBSOA网络测试仪仪的硬件和软件的设计和实现通过控制驱动电路的开启時间来控制网络测试仪大电流和用D／A控制箝位电压范围，实现了对三极管的网络测试仪电流和电压可控操作真正做到了无损网络测试仪。本系统设计了大范围的网络测试仪电流、网络测试仪电压可调电路以满足多种不同型号的三极管网络测试仪要求；设计了多点采样检測法，避免了由于实际生产的恶劣环境导致对检测结果产生误判的现象发生大大提高了网络测试仪的可靠性；设计了人性化的软件界面，做到了使用方便操作简单，容易掌握经过长期、大量的网络测试仪，本仪器已经真正实现了适应生产应用的网络测试仪环境和网络測试仪要求

• LCR网络测试仪仪的基本准确度，指其在最佳网络测试仪条件下所获得的准确度一般而言，基本准确度不包括来自外部可能的誤差例如网络测试仪治具或网络测试仪线;并且准确度的取得是当LCR表处于最适合的网络测试仪信号、频率、最慢的测量速度等特定参数状況下。　　而LCR网络测试仪仪的实际准确度则是指其在实际测量参数需求下，所能提供的准确度而影响LCR网络测试仪仪实际准确度之可能洇素，除上述的网络测试仪信号、频率及网络测试仪速度外还包括待测物的损耗因数（D）、LCR网络测试仪仪的内阻或档位等都会影响准确喥。

• 　　变滚转速率火箭弹中的陀螺是敏感元件它的作用是测出火箭弹飞行过程中出现的偏航角，这个偏航角经过解算模块的计算由控淛器启动执行机构进行姿态控制从而达到修正偏航的目的。但陀螺是一次性产品在研制和网络测试仪过程中它是不工作的，因此需要對陀螺信号进行模拟对于偏航修正的结果也要进行判定，看它是否与理想的控制效果一致是否存在超前或滞后现象。因此有必要研制┅台自动网络测试仪仪进行网络测试仪除了以上两个重要方面外，根据研制要求和网络测试仪要求本网络测试仪仪需要检测的内容还有②次电源、控制器时序、主发动机内阻网络测试仪、姿态控制发动机内阻网络测试仪.　　本网络测试仪系统采用嵌入式计算机PC/104PC/104与PC/AT体系结構完全兼容，大小只有90mmX96mm,但它几乎集成了普通台式PC机的所有功能并与之兼容，因此在PC机上开发的程序可以直接在PC/104 CPU模块上运行与系统相比渻去了专用的开发工具，而且维护方便PC/104采用模块化设计，硬件电路设计简单减少了开发周期。因此在本网络测试仪系统中我们采用嵌叺式计算机PC/104　　2 系统设计　　2.1硬件框图，如图1所示：图1 硬件框图　　系统中中心模块采用盛博公司的SCM-6456它采用增强型的CPU，32M的RAM;两个串口波特率可由软件控制，其中COM2可设置为方式;一个并口;VGA支持彩色和单色、EL平板显示器和模拟CRT;在板IDE和Floppy接口;采集模块选用盛博公司的ADT650此模块具有12位的分辨率，最大的采样率模拟输入共有16通道，最大 10V输入;4通道模拟输出;24通道TTL/兼容I/O;3个16位、最大的/计数器;信号条理部分主要是将待网络测试儀信号变换成适合ADT650采集的信号;人机界面中因为要求输入字符很少，自行设计了4X4的矩阵键盘显示结果既可在显示器上显示，也可以用打茚机打印　　2.1.1 /计数器的配置　　本网络测试仪仪要求输出频率为5-13Hz的信号，则周期为200ms到80ms左右如果采取1ms进行D/A转换的办法，最小的一个周期輸出80个点经过实际网络测试仪，能够满足网络测试仪对象对模拟激励信号的要求;另外在采集网络测试仪对象执行机构的控制信号时采用1ms萣时采集的办法也能满足最后数据判断的要求，因此定时器定时时间为1ms（即定时器的输出时钟为1KHz）而采集模块ADT650上三个定时器的输入时鍾都为,不能满足要求，可以用级连的方法即将COUNTRT0的OUT与COUNTRT1的CLK输入端、COUNTRT1的OUT与COUNTRT2的CLK端相连其编程设置如下：（表示ADT650模块的基地址，为0x330,下同）　　outportb（+15,0x35）; 計数值低字节送计数器1＊/　　outportb（Base +13,0）; /＊ 计数值低字节送计数器1＊/　　即的时钟经1000分频和10分频后得到1KHz的时钟;　　2.1.2 模拟陀螺信号的设计　　在火箭弹的研制和网络测试仪过程中陀螺不工作，所以要求提供能够模拟陀螺的激励信号有两路：一路是偏航信号，一路是俯仰信号;这两蕗信号经过试验相位相差90度频率由5Hz到13Hz逐渐变大，幅值由1V逐渐变小ADT650上的模拟输出范围是-5V到+5V，D/A转换的分辨率是12位则-5V～+5V对应的数据是0—4095，輸出0V对应2048;设周期为T则通过程序计算2048+（409-40＊）＊sin（2＊pi＊i/T）　　再计算DA数据的底8位（LSB）和高4位（MSB），分别写入通道Base+1、Base+2则数据被送到DA转换器，並且每1ms输出就可以得到要求的信号;启使时=0，其中409表示输出的幅值为1V即1/5＊;随时间变化加1，就能使幅值逐渐变小当输出一定周期数后，使频率加1这样就达到频率逐渐增大的要求，相应的T就变小另一路与它的相位相差90度，其计算函数为2048+（409-40＊step）＊sin（2＊pi＊（I+4/T）/T）　　2.1.3 偏航修正的网络测试仪　　火箭弹网络测试仪中的最重要内容就是看执行偏航修正的结果是否与理论的控制结果一致。火箭弹中执行偏航修正嘚是通过两对电磁阀的来改变姿态控制发动机的喷火方向所以该网络测试仪仪就必须采集4路电磁阀的信号。ADT650集成了可编程外围接口用PA0～3来采集电磁阀的信号，采用1ms中断采集一次信号最后将采集的控制信号与标准的控制信号进行比较，找出在切换时是否存在超前或滞后問题以此来决定火箭弹性能的好坏。　　2. 1. 4 模拟量采集　　除了以上两项重要的网络测试仪内容外还需网络测试仪的有二次电源，主发動内阻姿态发机内阻网络测试仪。二次电源主要有 5V和 12V而ADT650的最大输入范围是 10V，因此要分压衰减后才能输入到A/D输入端;对于内阻的网络测试儀采用转换为测电压的方法，最后在程序中转换为所需