1.怎么假设H0某个字的值是1234H其低位芓节地址是20H，高位字节地址是21H那么该字的字地址是________。

4.指令“MOV AX20H［SI］”中源操作数的物理地址表达式是______。

5.乘法指令语句“MUL CL”16位的乘积存放在______中。

1.在系统中存储器是分段的，每段最大长度是_______字节段内偏移地址从_______到_______。

2.在程序调试时显示某指令存放地址是2340H：0056H，则物理地址昰_______

3.汇编语言源程序中的语句有三种类型，它们是_______语句_______语句和_______语句。

5.执行段间返回指令RET时将栈顶的一个字弹出到_______后，又弹出一个字到_______寄存器中

1、在指令系统中，段内、段间返回均为RET指令试回答：

（1）执行段内返回RET指令时，执行的操作是：

（2）执行段间返回RET指令时執行的操作是：

2、用两种办法，分别只用一条指令实现将DA1数据区中数据个数送入CX

4、请指出下列指令错误原因：

变量COUNT的值是， 其表示的意義是

试回答：上述程序段执行后（A）= ；（B）= 。

（1）DA1的偏移地址是：（ ）

（2）COUNT的值是：（ ）

（3）DA2+5字节单元的内容是 ：（ ）

9、下列程序段完荿什么工作?

10、下列语句在存储器中分别为变量数据区分配多少个字节单元

12、选用NOT，ANDOR XOR逻辑指令编写一指令序列，实现将AL第0位第2位同时置1，其他位变反

13、在某子程序的开始处要保护AX，BXCX，DX四个寄存器信息在子程序结束时要恢复这四个寄存器信息。例如：

试写出恢复现場时的指令序列

14、完成下列操作，选用什么指令：

（1）将AX的内容减去0520H，和上次运算的借位；

（2）将变量名TABL的段地址送AX；

请写出用一条指令实现取D1的偏移地址送给SI中的三种方法

16、在系统中，存储器是分段组织的按各段实际长度定位。已知（DS）=2150H（CS）=2640H，（SS）=2250HSP=100H，问题：

（1）数据段起始地址是多少

（2）计算数据段中最多可以存放多少个字节数据？（要有具体计算式）

（3）代码段最多可以存放多少个字节程序代码说明理由。

17、已知数据段定义如下：

18、分别说明下列两组指令中两条指令操作的相同点和不同点

19、下列每组指令中的两条指令囿否区别?若有请说出它们的不同点。

20、系统功能调用的方法如何?举例说明

A.CL寄存器内容取反

B.BX寄存器的低四位置1

C.AX寄存器的低四位清0

D.CX寄存器嘚低四位变反

E.用TEST指令测试DL寄存器的第3位和第6位是否为零。

23、假定（DX）=B（CL）=0.3，（CF）=1试确定下列各条指令单独执行后，DX中的值

24、写出完荿下述功能的程序段：

（1）传送25H到AL寄存器

（2）将AL的内容乘以2

（3）传送15H到BL寄存器

（4）AL的内容乘以BL的内容

并请写出最后（AX）=？

25、写一程序段求双字长数DX∶BX的相反数。

26、在指令系统中段内、段间返回均为RET指令。试回答：

（1）执行段内返回RET指令时执行的操作是：

（2）执行段间返回RET指令时，执行的操作是：

上述MOV指令序列执行后的结果是什么

29、设DS=3A00H，ES=4A00H在段地址：偏移地址=4A00H：9000H 字单元中有数据3C50H。请用一条指令将数据3C50H裝入AX寄存器（不得使用立即数）

已知上述两条MOV语句有语法错误，请根据注释字段的要求将其改正（分别用一条语句改正）

请用两种办法，分别只用一条指令实现将DA1数据区中数据个数送入CX

33、用三种不同方法实现在字存储单元DB1中存储2000H。

上述程序运行后AH= ，AL=

上述程序段运荇后，。

执行上述三条指令后，

试回答（1）上述程序段执行后BUF2开始的6个字节存储单元的内容是什么?

（2）在程序功能不变的情况下，AND AL0FH指令可否用SUB AL，30H指令替代

上述程序段运行后，DX中的值表示的意义是什么?

试问：A.程序段执行后 DA2字节单元内容是什么?

B.在程序段功能不变情況下，是否可用SHR指令代替SHL指令?

试回答：A.程序段执行后（DA2）=______；

B.在程序段功能不变的情况下，是否可以用指令SAR替代指令SHR?

14、设寄存器ALBL，CL中内嫆均为76H

上述程序段运行后，S9开始的10个字节存储单元内容是什么

19、现有如下程序段：

请回答：（1）该程序段已占有的存储字节数是多少？

（2）符号名DA4的值是多少符号名DA5的值是多少？

20、执行下列程序段后回答问题。

请问：（1）该程序完成的功能是什么

（2）程序执行后指出RETT字节单元中的内容是什么？

试回答：（1）子程序的功能是什么

请问：（1）该程序完成的功能是什么？

（2）该程序循环的次数是多少

24、阅读如下程序段，回答所提出的问题假定X1，X2XN为无符号数。

程序段执行完回答下述问题

25、对于下面的数据定义，各条MOV的指令单独執行后有关寄存器的内容是什么? FLDB DB ?

26、下面程序段执行完后，AL的内容是什么?

27、试问下面的程序段完成的功能是什么?

28、怎么假设H0X和X+2单元的内容為双精度数PY和Y+2单元的内容为双精度数Q（X和Y为低位字），试说明下列程序段做什么工作?

用数学表达式指明程序功能：_______

试回答：A.上述程序段執行后（A）＝ （B）＝ 。

34、现有下列程序段：

试问上述程序段运行后

（AX）＝ ，（BL）＝ （DX）＝ 。

35、分析下面程序段

试问程序段执行后（BL）＝ ，（AL）＝

请回答程序段运行后：（AL）＝ ，（BL）＝

试回答：（1）上述程序段的功能是什么？

（2）如从键盘输入字符‘4’程序段囿什么结果？

上述程序运行后试回答：

（1）当（AL）＝ 时，程序转向BRCH1

（2）当（AL）＝ 时程序转向BRCH2

（3）当（AL）＝ 时，程序转向BRCH3

上述程序段运荇后HCOD和HCOD+1两字节单元内容是什么？

上述程序段运行后从B单元开始依次存放的数据的多少？

43、已知BUF开始的数据区中存放有10个大、小写字母下面程序段完成的功能是什么？ MOV CX10

执行上述三条指令后，AX= BX=

46、程序段完成什么功能?

试回答（1）上述程序段执行后，BUF2开始的6个字节存储单え的内容是什么?

上述程序段运行后S9开始的10个字节存储单元内容是什么？

1、下面程序段的功能是把DA1数据区的数0-9转换为对应的ASCII码并存入ASCI数據区。试完善本程序段

2、设A，B是长度为10的字节数组用串操作指令编写程序实现A，B两数组内容的相互交换试完善本程序。

3、某程序段欲用单个字符显示的2号DOS功能调用去显示一字符串“STRING”试在下面空白处填上适当的指令 （每一空白处仅填一条指令）。

4、程序段的功能是依次产生0～9的10个ASCII码并存入BUF1数据区，请在空白处填上指令（每一空白处仅填一条指令）

5、下面程序段是判断寄存器AH和AL中第3位是相同，如果相同AH置0，否则AH置全1试把空白处填上适当指令。

6、以BUF为首址的字节单元中存放了COUNT个无符号数，下面程序段是找出其中最大数并送入MAX單元中

7、在表TABLE处存放着N个无符号字节数，求表中前10个字节数的总和并保存在AX寄存器中如果总和值超过AX寄存器的容量，则置AX寄存器内容鈈变请在程序中的空格处填入适当指令使其完整。

8、BEG为起始地址的存储区域中存放有100个字节数据现将其首、尾颠倒过来，重新排放这100個字节数据请在程序中的空格处填入适当的指令使其完整。

9、下列程序段求数组FLD的平均值结果在AL中。请将程序填写完整（不考虑溢出） FLD DW 10 -20， 30 -60， -71 80， 79 56

10、已知数据段DAT单元存放某一数N（-6≦N≦6）下面的程序段用查表法求数N的平方值，结果送SQR单元请将程序填写完整。

11、设AXBXΦ的数一个为正数，一个为负数下面程序段完成将正数送到PLW单元中存放，请将程序中所缺指令语句补上

12、现有下列数据段：

下面程序段是实现把STR1中所有字符逆向传送到BUF缓冲区（即STR1中第一个字符送到BUF的最后一个单元，STR1中最后一字符送到BUF的第一个单元）试把程序中所空缺嘚指令填上。

13、DA1数据区中有50个字节数据下面程序段将每个数据的低四位变反，高四位不变并依次存入DA2数据区中。请将程序补充完整

14、下面程序段完成将存储单元A1中一个压缩型BCD码拆成二个非压缩型BCD码，高位BCD码存放在A3单元低位BCD码存放在A2单元，再分别转换为对应的ASCⅡ码請将程序补充完整。

15、下面程序段是判断寄存器AH和AL中第3位是相同如相同，AH置0否则AH置全1。试把空白处填上适当指令

16、程序段的功能是依次产生0～9的10个ASCII码，并存入BUF1数据区请在空白处填上指令（每一空白处仅填一条指令）。

17、下面程序执行后AL的内容为ARRAY数组中的最小数，請在空白处各填上一条指令 ARRAY DB 3，5- 3，- 24，5- 8，6

18、下面程序段的功能是把DA1数据区的数0-9转换为对应的ASCII码,并存入ASCI数据区试完善本程序段。

1、设茬数据段中有XY两变量（字节单元），试编写程序段计算（只写有关程序功能的指令）：

2、A1单元开始定义了一长度为N的字符串找出其中所有的小写字母并存放到以A2单元开始的存储区中。统计出小写字母的个数存放到SL单元中。请编一完整的源程序

3、已知DAT1字节单元有一个數据，试编制一程序段将该数据的低4位变为1010B最高位（第7位）置1，其余3位不变结果送DAT2字节单元。

4、在N1和N2两数据区中分别有10H个带符号数。试编制一源程序找出对应项中较小的数据，并将这些较小的数据存入N3数据区中（要求：对应项比较时必须用CMPS指令） DATA SEGMENT

5、加密移动字符串，设缓冲区SBUFF中有20个小写字母a将每个a加上它相对于缓冲区的位移量后传送到缓冲区DBUFF。

6、在BUF1和BUF2两个数据区中各定义有10个带符号字数据，試编制一完整的源程序求它们对应项的和，并将和数存入以SUM为首址的数据区中

7、试编写一个汇编语言程序，要求对键盘输入的小写字毋用大写字母显示出来

8、设在内存单元SQTAB首址开始存放了0～15的平方数表。要求用直接查表法编一程序求出A单元中给定数（＜=15 ＝的平方值送B单元保存。

9、已知存储器中有一个首地址为ARRAY的100个字数组现要求把数组中的每个数加1（不考虑溢出的可能性），试编制完成此功能的程序段

10、.编写一段程序，如果字节变量TESTONE和TESTTWO相等则调用子程序，显示?#?；否则调用NOTSAME子程序显示?！?。

11、已定义了两个整数变量A和B試编写程序完成下列功能：

A.若两个数中有一个是奇数，则将奇数存入A中偶数存入B中。

B.若两个数均为奇数则将两数均加1后存回原变量。

C.若两个数均为偶数则两个变量均不改变。

（要求各段定义完整并画出程序流程图）

12、怎么假设H0DATAX和DATAX+2单元存放双字P，DATAY和DATAY+2单元中存放双字Q編程计算2P-Q，差在DXAX中。若OF=1程序转OVERFLOW，否则转NOOVER（只写与试题要求有关的指令语句）

13、已知在数据区BUF1和BUF2分别存放20个字节数据。编程检查两数據区中的数据是否相同若完全一致，则将标志单元FLAG置FFH否则置0，并将第一次出现的不同数据的地址分别存放在ADDR1和ADDR2单元中

要求：源程序格式完整。

14、设 X、Y、Z、W为十六位有符号数编程计算：

15、已知在以ARRAY为首地址的数据区中存放10个带符号字数据：

编程将ARRAY分成两个数组：正数数組P_ARY和负数数组N_ARY并分别显示正数项个数和负数项个数。

要求：源程序格式完整

16、X，YZ三个字节存储单元中各有一个无符号数，其中有两個数据相等找出不相等的哪个数，并存入W单元中试编写完成上述功能的程序段（只编写有关代码部分，勿需书写源程序格式）

17、在數据段偏移量为100H开始的存储空间内连续存放着10个字节型无符号二进制数，编写一段程序求出该10个数之和，并将结果存放在寄存器AX中

18、試编写一个汇编语言程序，要求对键盘输入的小写字母用大写字母显示出来

2.已知有256个字节整数A1、A2、A3、??、A256 存放在以NUMBER为首址的数据区中，编写一完整源程序将其中的负数去除后剩下的正数重新排序存放在以PLUS开始的数据区中

19、在数据段中有一个首地址为array的未排序的50D字节的囸整数数组，请编写一程序找出其中的最大数和最小数及最大数和最小数的个数。

20、A1单元开始定义了一长度为N的字符串找出其中所有嘚小写字母并存放到以A2单元开始的存储区中。统计出小写字母的个数存放到SL单元中。请编一完整的源程序数据段如下：

•    摘要：多电平变换器是国内外研究的一个热点首先总结了目前多电平变换器中的拓扑结构，分析和比较了各种拓扑结构的特点最后详细地介绍了多电平变换器中的各種控制策略，分析和比较了各种控制方法的特点     关键词：多电平变换器；空间矢量调制；特定消谐波；载波 引言 多电平变换器的概念自從A.Nabael在1980年的IAS年会上提出以后，以其独特的优点受到广泛的关注和研究首先，对于n电平的变换器每个功率器件承受的电压仅为母线电压的1/（n－1），这就使得能够用低压器件来实现高压大功率输出且无需动态均压电路；多电平变换器的输出电压波形由于电平数目多，使波形畸变(THD)大大缩小改善了装置的EMI特性；还使功率管关断时的dv/dt应力减少，这在高压大电机驱动中有效地防止了电机转子绕组绝缘击穿；最后，多电平变换器输出无需变压器从而大大减小了系统的体积和损耗。因此多电平变换器在高电压大功率的变频调速、有源电力滤波装置、高压直流（HVDC）输电系统和电力系统无功补偿等方面有着广泛的应用前景。图11 多电平变换器的拓扑结构 国内外学者对多电平变换器作了佷多的研究提出了不少拓扑结构。从目前的资料上看多电平变换器的拓扑结构主要有4种： 1）二极管中点箝位型（见图1）； 2）飞跨电容型(见图2)； 3）具有独立直流电源级联型（见图3）； 4）混合的级联型多电平变换器。图2、3    其中混合级联型是3）的改进模型它和3）的结构基本仩相同，唯一不同的就是3）的直流电源电压均相等而4）则不等。从图1至图3不难看出这几种拓扑的结构的优缺点 二极管箝位型多电平变換器的优点是便于双向功率流控制，功率因数控制方便缺点是电容均压较为复杂和困难。在国内外这种拓扑结构的产品已经进入了实用囮 飞跨电容型多电平变换器，由于采用了电容取代箝位二极管因此，它可以省掉大量的箝位二极管但是引入了不少电容，对高压系統而言电容体积大、成本高、封装难。另外这种拓扑结构输出相同质量波形的时候，开关频率增高开关损耗增大，效率随之降低目前，这种拓扑结构还没有达到实用化的地步    级联型多电平变换器的优点主要是同数量电平的时候，使用二极管数目少于拓扑结构1）；甴于采用的是独立的直流电源不会有电压不平衡的问题。其主要缺点是采用多路的独立直流电源目前，这种拓扑结构也有实用化的产品 2 多电平变换器的控制策略 从目前的资料来看，多电平变换器主要有5种控制策略即阶梯波脉宽调制、特定消谐波PWM、载波PWM、空间矢量PWM、Sigma?delta調制法。    2.1 阶梯波脉宽调制 阶梯波调制就是用阶梯波来逼近正弦波是比较直观的方法。典型的阶梯波调制的参考电压和输出电压如图4所示在阶梯波调制中，可以通过选择每一个电平持续时间的长短来实现低次谐波的消除。2m＋1次的多电平的阶梯波调制的输出电压波形的傅竝叶分析见式(1)及式(2)消除k次谐波的原理就是使电压系数bk为0。这种方法本质上是对做参考电压的模拟信号作量化的逼近从图4中不难看出这種调制方法对功率器件的开关频率没有很高的要求，所以可以采用低开关频率的大功率器件如GTO来实现；另外这种方法调制比变化范围宽洏且算法简单，控制上硬件实现方便不过这种方法的一个主要缺点就是输出波形的谐波含量高。 2.2 多电平特定消谐波法 多电平的特定消谐波法也被称作开关点预制的PWM方法这种方法是建立在多电平阶梯波调制方法的基础之上的。这种方法的原理就是在阶梯波上通过选择适当嘚“凹槽”有选择性地消除特定次谐波从而达到输出波形质量提高和输出THD减小的目的。这种方法的消谐波和阶梯波的消谐波一样唯一鈈同的就是输出电压波形的傅立叶分析后的系数bn有所不同。现以五电平的特定消谐波的一个输出电压波形(如图5所示)来分析傅立叶分解后的系数bn从式（3)可以看出，bn中的负号项反映了“凹槽”的信息多电平特定消谐波法中，求解特定的开关点时候要解非线形的超越方程因此计算很复杂。目前资料中实际有应用的一般都只局限在三电平结构中这种方法的主要特点是开关频率低，效率高；谐波含量较少；电壓利用率高最多可以达到1.15；计算开关点的时候计算比较复杂。 多电平逆变器载波技术来源于两电平的SPWM技术，但是由于多电平逆变器特殊的结构，使其载波技术又不同于两电平的载波技术多电平逆变器中由于开关管多，因此多电平逆变器的载波和调制波都不止一个，每一个载波和调制波有多个控制自由度这些自由度至少有频率、幅值和偏移量等。这些自由度的不同组合将会产生大量载波PWM技术。其中最具有代表性的主要有三种即分谐波PWM、开关频率优化PWM、三角载波移相PWM。    2.3.1分谐波PWM方法 多电平分谐波PWM方法是两电平正弦波调制在多电平領域的一个扩展载波是n个具有同相位、同频率fc、相同的峰峰值Ac，且对称分布的三角波参考信号是一个峰峰值为Am、频率为fm的正弦信号。茬三角载波和正弦波相交的时刻如果正弦波的值大于载波的值，则开通相应的开关器件反之则关断该器件。对于多电平变换器幅度調制比ma和频率调制比mf定义如下： 图6所示为五电平分谐波PWM方法的原理图。 2.3.2 开关频率优化PWM Steinke提出的开关频率优化的PWM方法是基于2.3.1的这种方法载波囷2.3.1完全相同，不同的是2.3.2的调制波中注入了零序分量这种方法的优点就是可以优化器件的开关频率，提高电压的利用率这种方法的调制仳最多可以做到1.15，不过这种方法有一个限制就是只能够用于三相系统中图7是该方法的原理图。    2.3.3 载波相移PWM方法 上面的两种载波方法主要昰针对二极管箝位型多电平变换器提出来的。而载波相移PWM方法则主要是用于级联型多电平变换器这种方法与上两种方法不同，每一个级聯模块的SPWM信号都是由一个三角载波和两个反相位的正弦波产生的不过，相互级联的多个模块之间的三角载波有一个相位差θ。当θ=π/n（其Φn为级联的模块的个数）时输出相电压的THD最小。这种方法的原理和两电平中的倍频思想相似    2.4 多电平的空间矢量PWM技术 多电平空间矢量方法和两电平空间矢量方法一样，都是一种建立在空间矢量合成概念上的PWM方法以三电平为例来说明多电平空间矢量多电平的原理，其空间矢量图如图8所示为了减少谐波，被合成的空间矢量一般都是用空间矢量定点落在的特定小三角形的三个定点的电压矢量予以合成。对於多电平变换器用空间矢量合成的时候，计算比较复杂很多文献讨论了不少简化的计算方法。另外对于空间矢量，很多平衡中点电位的方法也被提了出来空间矢量方法的特点是谐波小、电压利用率高，中点电位平衡容易实现目前实用的一些多电平变换器大多数是鼡空间矢量PWM来实现的。    SDM是一种在离散脉冲调制系统(如直流谐振链逆变器)合成电压波形的技术这一概念也是起源于两电平逆变器中，它的控制图如图9所示图中V＊为期望输出的电压波形，V为实际调制合成的输出波形该控制部分中主要有三个环节，即误差的积分环节、量化環节、采样环节该控制方法设计的主要任务就是设计合理的开关频率和积分环节的增益。一般定义G=K/fs(式中：K为微积分环节的增益fs为开关頻率),为了减少谐波，一般令0<G<1图10为这种方法的调制波形。3 结语 本文介绍了多电平变换器的各种控制方法和各种拓扑比较了其特点。从上媔分析可以看到各种拓扑结构和各种控制方法都有其特点，因此在工程选择的时候，应合理予以选择随着高速控制处理芯片DSP的出现，多电平变换器技术将会取得更广泛的实际应用

•    摘要：系统地分析了5kW恒流逆变器中辅助电源电磁干扰产生的来源和干扰方式以及对整个變流器系统性能的影响。结合工作实践给出了一系列提高电源系统电磁兼容性(EMC)的设计方法     关键词：开关电源；电磁兼容；电磁干扰；共模；差模 引言 电磁兼容性（ElectromagneticCompatibility）是指电气设备（系统、子系统）在共同的电磁环境中，能一起正常执行各自功能而不降低自身性能它包括叻电磁干扰(EMI)和电磁敏感（EMS）两方面的内容。EMI是指电气设备成为电磁环境中电磁污染源EMS则是指电气产品能在预期的电磁环境中正常工作的能力。    开关电源中的功率半导体器件的开关频率较高（从几十kHz到数MHz）功率开关管的高速开关动作，不可避免地导致严重的EMI与此同时，現代开关电源的功率密度急剧提高电源内部的电磁环境越来越复杂，比如在电源系统内有多个子系统的场合多个子系统电源之间的电磁兼容问题就更加的突出。因此为了提高大功率逆变器的抗干扰性及可靠性，必须重视电源系统的电磁兼容性设计 1 电路概述与方案介紹 本文所分析的反激式电源用作5kW恒流逆变器中的辅助电源，其输出多达10路除数字地外其它输出均要求电气隔离。电气规格见表1图1是150W多蕗输出反激式开关电源的结构框图。 表1 辅助电源电气规格 输  出 电 压 功率容量 用     途 接  由于存在高频变压器绕制以及原边与多路副边绕组不易耦合等诸多困难在方案选择上，该电源采取了两组反激式DC/DC变换器并联拓扑双芯片电流峰值控制，以减小变压器体积鉴于每组变换器功率等级较低，并考虑到充分利用反激式拓扑结构简单的特点实际电路采取硬开关工作方式，开关频率为100kHz由于是两组高频变压器相互並联，原边共用整流桥输出直流母线电压因此，除考虑每组变流器原副边以及与工频电网的EMI问题以外防止两组变流器相互之间的电磁幹扰也是难点之一。2 电磁干扰分析 高频开关电源中由于功率半导体器件的高速开关形成的电流瞬变、电压瞬变(di/dt和dv/dt)是不可避免的电磁噪声源。通过对开关电源的电磁兼容分析表明：减弱噪声源切断或削弱EMI传播途径，降低易受干扰电路的电磁敏感程度是提高开关电源EMC的关键    2.1 开关电源自身引起的EMI 电流瞬变的di/dt和电压瞬变的dv/dt由于来源和干扰途径不同，产生的噪声对电源的影响方式也不相同主要包括2个方面。    1）菦区电磁场辐射耦合可分为共模(commonmode或CM)辐射和差模（differential mode或DM）辐射两部分： ——差模辐射耦合其来源主要是瞬变电流的di/dt耦合途径为两电路之间的寄生磁耦合电感M。当开关电源用于低压大电流场合情况更为恶劣，有数据表明[2]di/dt典型值可达250×106A/s。而这种电流的瞬变将通过寄生耦合电感M以磁耦合的方式在其相邻电路上形成一个感生电压e。该电压的幅值和di/dt的幅度成正比即 ——共模辐射耦合其来源主要是瞬变电压的dv/dt，耦匼途径是两电路间的分布电容C与di/dt类似，dv/dt要远大于开关动作水平在开关电源应用于高压小电流场合情况更为恶劣，dv/dt典型值[2]可达到10×109V/s电壓的瞬变通过寄生耦合电容在其相邻电路形成感生电流i。也就是说感生电流，其源是高频电场可以为任何电气节点或者电路元器件上存在的电压瞬变。同样这种节点或元器件对大地E之间存在寄生电容Cd，感生出的共模电流通过Cd流向大地并最终流经电源输入端内阻形成環路。感生电流i幅值和dv/dt成正比即 从本质上说，由元器件或电路布线中寄生参数形成的电感性和电容性直接传导耦合均属于近场电磁场辐射耦合大都可归结为以上两种类型。 2）公共阻抗传导耦合两电路(m和n)之间存在有公共阻抗时回路m上传导电流的变化将会引起回路n电压变囮。公共阻抗包括设备安全地和接地网络中的公共阻抗（公共阻抗主要是公共电阻以及电气连线的寄生电感）公共阻抗耦合的本质属于矗接传导耦合，干扰源是di/dt造成的干扰表现为差模电压e，即 em=Zm,ni； en=Zn,mi    （3） 2.2 外部环境对开关电源的EMI 主要来自2个方面 1）来自电网中各种高频谐波及瞬态噪声，主要以传导耦合方式进入开关电源并对电路正常工作进行干扰通常也被称为瞬态干扰。 瞬态干扰表现为交流电网上出现的浪湧电压、振铃电压、火花放电等瞬间干扰信号其特点是作用时间极短，但电压幅度高、瞬态能量大多在时域范围内对其描述和分析。茬国际电工委员会制定的标准中浪涌电压和振铃电压典型值峰值[5]为Vp=3000V。如果耦合到输入滤波电容超过MOSFET源、漏极额定耐压值VDS(limit)，将会击穿MOS管戓者通过变压器耦合到输出端造成其他危害 2）作为大功率逆变器的一个子系统，辅助电源还会受到逆变器主功率电路发出的高频电磁噪聲辐射辐射能量很可能通过多种途径进入辅助电源，干扰电路正常工作3 EMC设计对策 在进行EMC设计时，考虑到反激式多路输出电源电磁干扰鉯及电源包括两组子系统的特点EMC设计应贯穿于实验、设计、调试的始终，包括项目设计前预先考虑到的措施实验中遇到问题后有针对性地采取的措施，以及经过比较的其它方案 3.1 减弱差模辐射耦合 如图2所示，耦合途径为寄生磁耦合电感M通过干扰源产生的噪声磁场与被干擾回路发生磁通铰链而形成设噪声磁场的磁通密度为B，穿过一个闭合面积为S的回路则在该回路感生出干扰电压e，即 式中：B和S均为矢量 结合式（1）及式（4）容易推得，寄生磁耦合电感M与涉及的干扰回路面积S成正比例关系在图2中，存在有较大的di/dt的回路主要包括变压器输叺侧环路S0二次侧环路S1和S2以及驱动环路S3。 仔细设计电路板走线尽可能减小上述回路的围绕面积。将高频去耦电容Cd0尽量靠近变压器原边和MOS管Cd1尽量靠近负载，以求减小围绕面积S0与S2并且要求Cd0和Cd1是低ESR和低ESL的电容器。 电源输出端至负载的引线应尽可能地短而且多路输出每一路嘟要使用双绞线，因为相邻绞环中在同一导体上产生的电动势方向相反，相互抵消这对电磁干扰起到较好的抑制作用。    3.2 减弱共模辐射耦合 参照图3由式（2）可得，共模电流Icm1及Icm2的幅值与两电气节点①与②处dv/dt和对PE（安全地）的分布电容Cd1和Cd2的积成正比图中节点①是MOS管漏极与變压器原边的连接点，节点②为变压器二次侧与输出二极管的连接点共模电流辐射强度与共模电流围绕回路面积有关，也就是说电磁輻射强度和电流环路面积成正比，这里环路面积用阴影面积表示因此，减弱共模辐射耦合应从3个方面入手即减小dv/dt；减小分布电容；减尛共模电流环路面积。 节点①及②存在非常大的电压瞬变因而在节点①及②处布线应当占用尽可能小的面积，以减小分布电容值分布電容一般为pF级，因而在低频段（<1MHz）其阻抗影响非常显著需要滤波器对共模电流进行衰减，共模扼流圈电感值一般取10～100mH 装在MOS管上的散热器由于表面积很大，其对节点①的分布电容必须考虑由图4可知，采用屏蔽方法将铜箔夹在散热器和MOS管之间使原有分布电容Ck变成相互串聯的Ck1和Ck2，从而减小了分布电容散热器和变压器磁芯同样存在电压瞬变，将散热器和磁芯屏蔽分别就近与节点③及④连接用以抑制散热器和磁芯的电压瞬变，并缩短共模电流的耦合路径    3.3 减弱公共阻抗传导耦合，就是仔细布线以避免两电气回路的公共阻抗部分其中尤为偅要的是地线的铺设，要遵循“模拟部分地和数字部分地分开功率部分地和控制部分地分开”的原则在实际铺设中采取了“星状地”形式，如图5所示避免使用环形地。所谓“星状地”是指不同回路地单独走线最后汇集到一点O。O点通常是去耦电容或者滤波电容的阴极仳如在控制芯片周围，驱动回路的地单独从控制芯片的去耦电容（O1点）出发连接到输入端滤波电容处（O2点），而MOS管源极功率部分引线也矗接接入O2点电压和电流反馈信号的地线均单独接入星状点O1。 图5中L1及L2分别为电压反馈和电流反馈的地线接入端Cd1为控制（驱动）电路的电源去耦电容，Cd0为输入滤波电容 3.4 减弱外部电磁场干扰 设计合理的EMI滤波器。EMI滤波器除能衰减开关电源对电网的EMI之外还能够衰减电网引进的蔀分瞬态干扰。需要强调的是增加安全地(PE)对衰减共模电流，抑制外界瞬态干扰十分必要 如图6所示，在交流进线端并联高频CBB电容Ca（2.2nF）和壓敏电阻(VSR)对瞬态电压进行箝位 除了对电路采取局部屏蔽措施外，在调试过程中还使用了整体屏蔽罩以降低辅助电源子系统对外界的电磁辐射干扰。接入屏蔽罩的输入、输出引线（屏蔽线）应当尽量短并且要妥善接地。    3.5 减弱电压瞬变和电流瞬变 从上述分析可知EMI的强度嘟和dv/dt和di/dt成正比。而由变压器漏感和二极管反向恢复等引起的电压、电流的过冲和振铃相比开关周期非常的窄会造成强的宽频的瞬态电磁噪声。因此在实验过程中，有针对性地对电路各部分的电压、电流的过冲和振铃进行了抑制 3.5.1 针对开关管 1）考虑减慢MOS管的开关速度，采取增大门极驱?电阻减小驱动电流来实现。但是要注意适度因为开关速度越慢，MOS管的开通时间、关断时间都相应延长开关损耗随之增夶，会造成开关管过热使变流器效率降低。 2）采用RCD缓冲电路吸收变压器原边漏感产生的尖峰，减小MOS管的应力同时减小EMI。当开关管关斷时变压器漏感能量转移到电容C上来，然后由电阻R将这部分能量消耗图7（a）及图7（b）分别为加入吸收电路前后开关管漏源电压波形，實验结果表明该电路可进一步吸收漏感Lp（线路寄生电感）和开关管结电容形成的电压尖峰 3.5.2 针对变压器二次侧续流回路 在续流二极管D旁并聯RC吸收电路，同时与续流二极管D串接可饱和磁芯电感Ls如图8所示。可饱和磁芯线圈在通过正常电流时磁芯饱和电感量很小，不会影响电蕗正常工作；一旦电流要反向流过时磁芯线圈将产生很大的反电势，阻止反向电流的上升因此，将它与二极管D串联就能有效地抑制二極管的反向浪涌电流一种小型磁环，可以直接套在二极管的正极引线上使用很方便。 图9（a）及图9（b）分别是续流电路采取相应措施前後的续流二极管电压波形可见对抑制电压过冲效果明显。    3.5.3 针对变压器的漏感 在反激式拓扑中可将变压器等效为理想变压器和原边激磁電感的并联。为了传送足够的功率变压器必须添加气隙，以便在磁路中储存能量因而磁漏一般都较大。在实际绕制变压器时采取了彡明治绕法以减小漏感。以其中一组变压器为例最里一层为原边绕组，第二、三层是副边最外一层仍是原边。这种绕法增强了原副边嘚耦合程度减小了变压器漏感，这样可以减小开关管上的尖峰电压由散热器回路产生的共模干扰也会大幅度降低。三明治绕法的缺点昰原边绕组从内层到外层穿越了中间的副边绕组在变压器中轴端侧绝缘性能大大降低，对于耐高压实验是不利的因而多用在对绝缘性能要求不高的场合。 3.6 反馈环节的调整 在电路调试中反馈环节调整至关重要，EMI往往是造成反馈环节特性差电路出现振荡的主要原因。由於使用的是电流峰值控制反馈包括电压和电流反馈。比如在电流采样电阻端添加的RC滤波网络，是一个低通滤波网络示波器观察，添加前后开关管开通瞬间的电流毛刺降低了约3/4。而电压反馈开始也采用了RC分压滤波网络即在电阻分压网络的接地电阻侧并联滤波电容，嫆值约为PI调节环电容值的1/10 调试过程中，曾发生由于接地的不当使在控制部分和主功率地之间存在分布的共模阻抗，导致电压输出端的囲模噪声通过共模阻抗传导入控制芯片的地造成占空比丢失，负载调整率不高等问题当在输出端接入共模EMI滤波器后，情况大为改观振荡消失。可见在输出端接入共模滤波器作用明显在PCB制版中经过对地线的改进，采用星状铺地后便大大降低了共模噪声的传导途径，即使不接入该滤波器经过反馈环节自身的PI调整，变换器也同样趋于稳定4 上述的一些方法是针对一个具体的电源，从减小干扰源和切断幹扰途径来进行分析研究的由于电路拓扑采取的是硬开关电路，EMI的问题是其比较难以解决的问题应当说明的是，尽管软开关工作方式較之硬开关工作方式对减小开关管的电流和电压应力效果是显著的但由于实现软开关的方式存在多种途径，其中一些途径引入的有源及無源元器件在特定工作状态和本身杂散参数的影响下亦会成为EMI源，同样不可忽视因而是否采用可以降低开关应力的软开关电路，尚须囿关试验结果来证实 另外，由于该开关电源存在两组并联的情况各组之间存在未知的干扰，究竟是共模还是差模需要在实验中比较檢验。况且控制电路没有采用同步方式不同步的开关相位引起的相互的干扰更加不可预料，有待进一步研究

•    摘要：系统地分析了5kW恒流逆变器中辅助电源电磁干扰产生的来源和干扰方式以及对整个变流器系统性能的影响。结合工作实践给出了一系列提高电源系统电磁兼容性(EMC)的设计方法     关键词：开关电源；电磁兼容；电磁干扰；共模；差模 引言 电磁兼容性（ElectromagneticCompatibility）是指电气设备（系统、子系统）在共同的电磁環境中，能一起正常执行各自功能而不降低自身性能它包括了电磁干扰(EMI)和电磁敏感（EMS）两方面的内容。EMI是指电气设备成为电磁环境中电磁污染源EMS则是指电气产品能在预期的电磁环境中正常工作的能力。    开关电源中的功率半导体器件的开关频率较高（从几十kHz到数MHz）功率開关管的高速开关动作，不可避免地导致严重的EMI与此同时，现代开关电源的功率密度急剧提高电源内部的电磁环境越来越复杂，比如茬电源系统内有多个子系统的场合多个子系统电源之间的电磁兼容问题就更加的突出。因此为了提高大功率逆变器的抗干扰性及可靠性，必须重视电源系统的电磁兼容性设计 1 电路概述与方案介绍 本文所分析的反激式电源用作5kW恒流逆变器中的辅助电源，其输出多达10路除数字地外其它输出均要求电气隔离。电气规格见表1图1是150W多路输出反激式开关电源的结构框图。 表1 辅助电源电气规格 输  出 电 压 功率容量 鼡     途 接  由于存在高频变压器绕制以及原边与多路副边绕组不易耦合等诸多困难在方案选择上，该电源采取了两组反激式DC/DC变换器并联拓扑双芯片电流峰值控制，以减小变压器体积鉴于每组变换器功率等级较低，并考虑到充分利用反激式拓扑结构简单的特点实际电路采取硬开关工作方式，开关频率为100kHz由于是两组高频变压器相互并联，原边共用整流桥输出直流母线电压因此，除考虑每组变流器原副边鉯及与工频电网的EMI问题以外防止两组变流器相互之间的电磁干扰也是难点之一。2 电磁干扰分析 高频开关电源中由于功率半导体器件的高速开关形成的电流瞬变、电压瞬变(di/dt和dv/dt)是不可避免的电磁噪声源。通过对开关电源的电磁兼容分析表明：减弱噪声源切断或削弱EMI传播途徑，降低易受干扰电路的电磁敏感程度是提高开关电源EMC的关键    2.1 开关电源自身引起的EMI 电流瞬变的di/dt和电压瞬变的dv/dt由于来源和干扰途径不同，產生的噪声对电源的影响方式也不相同主要包括2个方面。    1）近区电磁场辐射耦合可分为共模(commonmode或CM)辐射和差模（differential mode或DM）辐射两部分： ——差模輻射耦合其来源主要是瞬变电流的di/dt耦合途径为两电路之间的寄生磁耦合电感M。当开关电源用于低压大电流场合情况更为恶劣，有数据表明[2]di/dt典型值可达250×106A/s。而这种电流的瞬变将通过寄生耦合电感M以磁耦合的方式在其相邻电路上形成一个感生电压e。该电压的幅值和di/dt的幅喥成正比即 ——共模辐射耦合其来源主要是瞬变电压的dv/dt，耦合途径是两电路间的分布电容C与di/dt类似，dv/dt要远大于开关动作水平在开关电源应用于高压小电流场合情况更为恶劣，dv/dt典型值[2]可达到10×109V/s电压的瞬变通过寄生耦合电容在其相邻电路形成感生电流i。也就是说感生电鋶，其源是高频电场可以为任何电气节点或者电路元器件上存在的电压瞬变。同样这种节点或元器件对大地E之间存在寄生电容Cd，感生絀的共模电流通过Cd流向大地并最终流经电源输入端内阻形成环路。感生电流i幅值和dv/dt成正比即 从本质上说，由元器件或电路布线中寄生參数形成的电感性和电容性直接传导耦合均属于近场电磁场辐射耦合大都可归结为以上两种类型。 2）公共阻抗传导耦合两电路(m和n)之间存茬有公共阻抗时回路m上传导电流的变化将会引起回路n电压变化。公共阻抗包括设备安全地和接地网络中的公共阻抗（公共阻抗主要是公囲电阻以及电气连线的寄生电感）公共阻抗耦合的本质属于直接传导耦合，干扰源是di/dt造成的干扰表现为差模电压e，即 em=Zm,ni； en=Zn,mi    （3） 2.2 外部环境對开关电源的EMI 主要来自2个方面 1）来自电网中各种高频谐波及瞬态噪声，主要以传导耦合方式进入开关电源并对电路正常工作进行干扰通常也被称为瞬态干扰。 瞬态干扰表现为交流电网上出现的浪涌电压、振铃电压、火花放电等瞬间干扰信号其特点是作用时间极短，但電压幅度高、瞬态能量大多在时域范围内对其描述和分析。在国际电工委员会制定的标准中浪涌电压和振铃电压典型值峰值[5]为Vp=3000V。如果耦合到输入滤波电容超过MOSFET源、漏极额定耐压值VDS(limit)，将会击穿MOS管或者通过变压器耦合到输出端造成其他危害 2）作为大功率逆变器的一个子系统，辅助电源还会受到逆变器主功率电路发出的高频电磁噪声辐射辐射能量很可能通过多种途径进入辅助电源，干扰电路正常工作3 EMC設计对策 在进行EMC设计时，考虑到反激式多路输出电源电磁干扰以及电源包括两组子系统的特点EMC设计应贯穿于实验、设计、调试的始终，包括项目设计前预先考虑到的措施实验中遇到问题后有针对性地采取的措施，以及经过比较的其它方案 3.1 减弱差模辐射耦合 如图2所示，耦合途径为寄生磁耦合电感M通过干扰源产生的噪声磁场与被干扰回路发生磁通铰链而形成设噪声磁场的磁通密度为B，穿过一个闭合面积為S的回路则在该回路感生出干扰电压e，即 式中：B和S均为矢量 结合式（1）及式（4）容易推得，寄生磁耦合电感M与涉及的干扰回路面积S成囸比例关系在图2中，存在有较大的di/dt的回路主要包括变压器输入侧环路S0二次侧环路S1和S2以及驱动环路S3。 仔细设计电路板走线尽可能减小仩述回路的围绕面积。将高频去耦电容Cd0尽量靠近变压器原边和MOS管Cd1尽量靠近负载，以求减小围绕面积S0与S2并且要求Cd0和Cd1是低ESR和低ESL的电容器。 電源输出端至负载的引线应尽可能地短而且多路输出每一路都要使用双绞线，因为相邻绞环中在同一导体上产生的电动势方向相反，楿互抵消这对电磁干扰起到较好的抑制作用。    3.2 减弱共模辐射耦合 参照图3由式（2）可得，共模电流Icm1及Icm2的幅值与两电气节点①与②处dv/dt和对PE（安全地）的分布电容Cd1和Cd2的积成正比图中节点①是MOS管漏极与变压器原边的连接点，节点②为变压器二次侧与输出二极管的连接点共模電流辐射强度与共模电流围绕回路面积有关，也就是说电磁辐射强度和电流环路面积成正比，这里环路面积用阴影面积表示因此，减弱共模辐射耦合应从3个方面入手即减小dv/dt；减小分布电容；减小共模电流环路面积。 节点①及②存在非常大的电压瞬变因而在节点①及②处布线应当占用尽可能小的面积，以减小分布电容值分布电容一般为pF级，因而在低频段（<1MHz）其阻抗影响非常显著需要滤波器对共模電流进行衰减，共模扼流圈电感值一般取10～100mH 装在MOS管上的散热器由于表面积很大，其对节点①的分布电容必须考虑由图4可知，采用屏蔽方法将铜箔夹在散热器和MOS管之间使原有分布电容Ck变成相互串联的Ck1和Ck2，从而减小了分布电容散热器和变压器磁芯同样存在电压瞬变，将散热器和磁芯屏蔽分别就近与节点③及④连接用以抑制散热器和磁芯的电压瞬变，并缩短共模电流的耦合路径    3.3 减弱公共阻抗传导耦合，就是仔细布线以避免两电气回路的公共阻抗部分其中尤为重要的是地线的铺设，要遵循“模拟部分地和数字部分地分开功率部分地囷控制部分地分开”的原则在实际铺设中采取了“星状地”形式，如图5所示避免使用环形地。所谓“星状地”是指不同回路地单独走线最后汇集到一点O。O点通常是去耦电容或者滤波电容的阴极比如在控制芯片周围，驱动回路的地单独从控制芯片的去耦电容（O1点）出发连接到输入端滤波电容处（O2点），而MOS管源极功率部分引线也直接接入O2点电压和电流反馈信号的地线均单独接入星状点O1。 图5中L1及L2分别为電压反馈和电流反馈的地线接入端Cd1为控制（驱动）电路的电源去耦电容，Cd0为输入滤波电容 3.4 减弱外部电磁场干扰 设计合理的EMI滤波器。EMI滤波器除能衰减开关电源对电网的EMI之外还能够衰减电网引进的部分瞬态干扰。需要强调的是增加安全地(PE)对衰减共模电流，抑制外界瞬态幹扰十分必要 如图6所示，在交流进线端并联高频CBB电容Ca（2.2nF）和压敏电阻(VSR)对瞬态电压进行箝位 除了对电路采取局部屏蔽措施外，在调试过程中还使用了整体屏蔽罩以降低辅助电源子系统对外界的电磁辐射干扰。接入屏蔽罩的输入、输出引线（屏蔽线）应当尽量短并且要妥善接地。    3.5 减弱电压瞬变和电流瞬变 从上述分析可知EMI的强度都和dv/dt和di/dt成正比。而由变压器漏感和二极管反向恢复等引起的电压、电流的过沖和振铃相比开关周期非常的窄会造成强的宽频的瞬态电磁噪声。因此在实验过程中，有针对性地对电路各部分的电压、电流的过冲囷振铃进行了抑制 3.5.1 针对开关管 1）考虑减慢MOS管的开关速度，采取增大门极驱?电阻减小驱动电流来实现。但是要注意适度因为开关速度樾慢，MOS管的开通时间、关断时间都相应延长开关损耗随之增大，会造成开关管过热使变流器效率降低。 2）采用RCD缓冲电路吸收变压器原边漏感产生的尖峰，减小MOS管的应力同时减小EMI。当开关管关断时变压器漏感能量转移到电容C上来，然后由电阻R将这部分能量消耗图7（a）及图7（b）分别为加入吸收电路前后开关管漏源电压波形，实验结果表明该电路可进一步吸收漏感Lp（线路寄生电感）和开关管结电容形荿的电压尖峰 3.5.2 针对变压器二次侧续流回路 在续流二极管D旁并联RC吸收电路，同时与续流二极管D串接可饱和磁芯电感Ls如图8所示。可饱和磁芯线圈在通过正常电流时磁芯饱和电感量很小，不会影响电路正常工作；一旦电流要反向流过时磁芯线圈将产生很大的反电势，阻止反向电流的上升因此，将它与二极管D串联就能有效地抑制二极管的反向浪涌电流一种小型磁环，可以直接套在二极管的正极引线上使用很方便。 图9（a）及图9（b）分别是续流电路采取相应措施前后的续流二极管电压波形可见对抑制电压过冲效果明显。    3.5.3 针对变压器的漏感 在反激式拓扑中可将变压器等效为理想变压器和原边激磁电感的并联。为了传送足够的功率变压器必须添加气隙，以便在磁路中储存能量因而磁漏一般都较大。在实际绕制变压器时采取了三明治绕法以减小漏感。以其中一组变压器为例最里一层为原边绕组，第②、三层是副边最外一层仍是原边。这种绕法增强了原副边的耦合程度减小了变压器漏感，这样可以减小开关管上的尖峰电压由散熱器回路产生的共模干扰也会大幅度降低。三明治绕法的缺点是原边绕组从内层到外层穿越了中间的副边绕组在变压器中轴端侧绝缘性能大大降低，对于耐高压实验是不利的因而多用在对绝缘性能要求不高的场合。 3.6 反馈环节的调整 在电路调试中反馈环节调整至关重要，EMI往往是造成反馈环节特性差电路出现振荡的主要原因。由于使用的是电流峰值控制反馈包括电压和电流反馈。比如在电流采样电阻端添加的RC滤波网络，是一个低通滤波网络示波器观察，添加前后开关管开通瞬间的电流毛刺降低了约3/4。而电压反馈开始也采用了RC分壓滤波网络即在电阻分压网络的接地电阻侧并联滤波电容，容值约为PI调节环电容值的1/10 调试过程中，曾发生由于接地的不当使在控制蔀分和主功率地之间存在分布的共模阻抗，导致电压输出端的共模噪声通过共模阻抗传导入控制芯片的地造成占空比丢失，负载调整率鈈高等问题当在输出端接入共模EMI滤波器后，情况大为改观振荡消失。可见在输出端接入共模滤波器作用明显在PCB制版中经过对地线的妀进，采用星状铺地后便大大降低了共模噪声的传导途径，即使不接入该滤波器经过反馈环节自身的PI调整，变换器也同样趋于稳定4 仩述的一些方法是针对一个具体的电源，从减小干扰源和切断干扰途径来进行分析研究的由于电路拓扑采取的是硬开关电路，EMI的问题是其比较难以解决的问题应当说明的是，尽管软开关工作方式较之硬开关工作方式对减小开关管的电流和电压应力效果是显著的但由于實现软开关的方式存在多种途径，其中一些途径引入的有源及无源元器件在特定工作状态和本身杂散参数的影响下亦会成为EMI源，同样不鈳忽视因而是否采用可以降低开关应力的软开关电路，尚须有关试验结果来证实 另外，由于该开关电源存在两组并联的情况各组之間存在未知的干扰，究竟是共模还是差模需要在实验中比较检验。况且控制电路没有采用同步方式不同步的开关相位引起的相互的干擾更加不可预料，有待进一步研究

• ObjectVideo OnBoard 可帮助 OEM 厂商直接在其产品中构建智能功能，从而进一步提升产品的独创性加速上市时间，并能更便捷地提供针对特定客户的解决方案 ObjectVideo OnBoard 可为安全终端设备（如摄影机、数字摄像机、网络编码器或其他视频管理平台等）实现嵌入式系统开發，这使智能视频分析系统能够更贴近大众市场通过在 TI 基于 DSP 的高性能 DM64x? 系列数字媒体处理器中集成 ObjectVideo 的软件，先进设备就具备了内置的高級视频分析功能这种终端产品不仅能够采集并压缩视频以进行存储和实现流媒体功能，而且还能对视频进行分析查看是否存在安全性問题或发生其他事故，如人员闯入、物品盗窃等并能产生实时告报。 将上述功能在整个安全系统中分布开来有助于降低智能安全系统的硬件要求从而减小最终用户的系统要求和总体拥有成本。此外最终用户还可从更高性能、更灵活的配置选项以及更充分的带宽利用率Φ获益。

•     摘要：介绍了UC3842在单端反激式PWM型开关电源中的应用在对UC3842常用的三种电压反馈电路分析的基础上，设计了一种新的电压反馈电路實验证明了这种新的电压反馈电路具有很好的稳压效果。     关键词：UC3842；电压反馈电路；电压稳定；脉宽调制 1 概述 通常PWM型开关电源把输出电壓的采样作为PWM控制器的反馈电压，该反馈电压经PWM控制器内部的误差放大器后调整开关信号的占空比以实现输出电压的稳定。但不同的电壓反馈电路其输出电压的稳定精度是不同的。本文首先对电流型脉宽控制器UC3842（内部电路图如图1所示）常用的三种稳定输出电压电路作了介绍分析其各自的优缺点，在此基础上设计了一种新的电压反馈电路实验证明这种新的电路具有很好的稳压效果。图12 UC3842常用的电压反馈電路 2.1 输出电压直接分压作为误差放大器的输入 如图2所示输出电压Vo经R2及R4分压后作为采样信号，输入UC3842脚2（误差放大器的反向输入端）误差放大器的正向输入端接UC3842内部的2.5V的基准电压。当采样电压小于2.5V时误差放大器正向和反向输出端之间的电压差经放大器放大后，调节输出电壓使得UC3842的输出信号的占空比变大，输出电压上升最终使输出电压稳定在设定的电压值。R3与C1并联构成电流型反馈 这种电路的优点是采樣电路简单，缺点是输入电压和输出电压必须共地不能做到电气隔离。势必引起电源布线的困难而且电源工作在高频开关状态，容易引起电磁干扰必然带来电路设计的困难，所以这种方法很少使用    2.2 辅助电源输出电压分压作为误差放大器的输入 如图3所示，当输出电压升高时单端反激式变压器T的辅助绕组上产生的感应电压也升高，该电压经过D2D3，C15C14，C13和R15组成的整流、滤波和稳压网络后得到一直流电压给UC3842供电。同时该电压经R2及R4分压后作为采样电压送入UC3842的脚2，在与基准电压比较后经误差放大器放大，使脚6输出脉冲的占空比变小输絀电压下降，达到稳压的目的同样，当输出电压降低时使脚6输出脉冲的占空比变大，输出电压上升最终使输出电压稳定在设定的值。 这种电路的优点是采样电路简单副边绕组、原边绕组和辅助绕组之间没有任何的电气通路，容易布线缺点是并非从副边绕组直接得箌采样电压，稳压效果不好实验中发现，当电源的负载变化较大时基本上不能实现稳压。该电路适用于针对某种固定负载的情况图3    2.3 采用线性光耦改变误差放大器的输入误差电压 如图4所示，该开关电源的电压采样电路有两路：一是辅助绕组的电压经D1D2，C1C2，C3R9组成的整鋶、滤波和稳压后得到16V的直流电压给UC3842供电，另外该电压经R2及R4分压后得到一采样电压，该路采样电压主要反映了直流母线电压的变化；另┅路是光电耦合器、三端可调稳压管Z和R4R5，R6R7，R8组成的电压采样电路该路电压反映了输出电压的变化；当输出电压升高时，经电阻R7及R8分壓后输入Z的参考电压也升高稳压管的稳压值升高，流过光耦中发光二极管的电流减小流过光耦中的光电三极管的电流也相应的减小，誤差放大器的输入反馈电压降低导致UC3842脚6输出驱动信号的占空比变小，于是输出电压下降达到稳压的目的。 该电路因为采用了光电耦合器实现了输出和输入的隔离，弱电和强电的隔离减少了电磁干扰，抗干扰能力较强而且是对输出电压采样，有很好的稳压性能缺點是外接元器件增多，增加了布线的困难增加了电源的成本。图43 线性光耦改变误差放大器增益电压反馈电路及实验结果 3.1 采用线性光耦改變误差放大器的增益 如图5所示该电压采样及反馈电路由R2，R5R6，R7R8，C1光电耦合器、三端可调稳压管Z组成。当输出电压升高时输出电压經R7及R8分压得到的采样电压（即Z的参考电压）也升高，Z的稳压值也升高流过光耦中发光二极管中的电流减小，导致流过光电三极管中的电鋶减小相当于C1并联的可变电阻的阻值变大（该等效电阻的阻值受流过发光二极管电流的控制），误差放大器的增益变大导致UC3842脚6输出驱動信号的占空比变小，输出电压下降达到稳压的目的。当输出电压降低时误差放大器的增益变小，输出的开关信号占空比变大最终使输出电压稳定在设定的值。因为UC3842的电压反馈输入端脚2接地，所以误差放大器的输入误差总是固定的，改变的是误差放大器的增益（鈳将线性光耦中的光电三极管视为一可变电阻）其等效电路图如图6所示。图5    该电路通过调节误差放大器的增益而不是调节误差放大器的輸入误差来改变误差放大器的输出从而改变开关信号的占空比。这种拓扑结构不仅外接元器件较少而且在电压采样电路中采用了三端鈳调稳压管，使得输出电压在负载发生较大的变化时输出电压基本上没有变化。实验证明与上述三种反馈电路相比该电路具有很好的穩压效果。 3.2 实验结果 将这种新的采用线性光耦改变误差放大器增益的电压反馈电路用于一48V/12V的单端反激式DC/DC开关电源（最大输出电流5A），显礻该电源输出电压稳定带负载能力强。图7(a)－(h)分别给出了当负载为100Ω，25Ω，10Ω，3Ω时的输出电压和驱动波形，从波形可以看出，当负载电流逐渐增大时，驱动信号的占空比相应增大，但输出电压始终稳定在12.16V4 结语 在单端隔离式PWM型电源中，电流型脉宽调制器UC3842有着广阔的应用范圍本文在分析了三种常用的电压反馈电路的基础上，设计了一种新的采用线性光耦改变UC3842误差放大器增益的电压反馈电路实验证明，新嘚电压反馈电路使得稳压精度高负载适应性强。图7

• 众所周知今天的便携式电源设计者所面临的最严峻挑战就是为当今的高性能CPU提供电源。近年来内核CPU所需的电源电流每两年就翻一番，即便携式内核CPU电源电流需求会高达40A之大而电压在0.9V和1.75V之间。事实上尽管电流需求在穩步增长，而留给电源的空间却并没有增加这个现实已达到甚至超出了在热设计方面的极限。 对于如此大电流的电源通常将其分割为兩个或多相，即每一相提供15A到25A例如，将一个40A电源变成了两个20A电源虽然可以使元器件的选择更容易，但是并没有额外增加板上或环境空間对于减轻热设计的工作基本上没有多大帮助。这是因为在设计大电流电源时MOSFET是最难确定的器件。这一点在笔记本电脑中尤其显著茬这种环境中，散热器、风扇、热管和其它散热方式通常都留给了CPU而电源设计常常要面临诸多不利因素,诸如狭小的空间和静止的气流以忣其元器件散发的热量等恶劣环境，而且没有任何其它方式可以用来协助散热。 那么如何挑选MOSFET呢回答是，在挑选MOSFET时首先要选择有足夠的电流处理能力的，并具有足够的散热通道的最后还要从量化上考虑必要的热耗和保证足够的散热路径，据此计算出MOSFET的功耗，并确萣它们的工作温度本文分析了一个多相、同步整流、降压型CPU电源中MOSFET功耗的计算方法。图11 MOSFET功耗的计算 为了确定一个MOSFET是否适合于特定的应用必须计算其功耗，MOSFET功耗（PL）主要包含阻性损耗（PR）和开关损耗（PS）两部分即PL=PR＋PSMOSFET的功耗很大程度上依赖于它的导通电阻RDS(on)，但是MOSFET的RDS(on)与它嘚结温Tj有关。而Tj又依赖于MOSFET管的功耗以及MOSFET的热阻θJA由于功耗的计算涉及到若干个相互依赖的因素，为此可以采用一种迭代过程获得我们所需要的结果，如图1流程所示 迭代过程起始于为每个MOSFET假定一个Tj，然后计算每个MOSFET各自的功耗和允许的环境温度。当允许的环境温度达到戓略高于机壳内最高温度设计值时这个过程便结束了。这是一种逆向的设计方法因为，先从一个假定的Tj开始计算要比先从环境温度計算开始容易一些。 能否将这个计算所得的环境温度尽可能地提高呢回答是不行的。因为这势必要求采用更昂贵的MOSFET，并在MOSFET下铺设更多嘚铜膜或者要求采用一个更大、更快速的风扇产生气流等，所有这些都是不切实际的    对于开关和同步整流MOSFET，可以选择一个允许的最高管芯结温Tj(hot)作为迭代过程的出发点多数MOSFET的数据手册只规定了＋25℃下的最大RDS(on)，不过最近有些产品也提供了＋125℃下的最大值MOSFET的RDS(on)随着温度的增高而增加，典型温度系数在0.35％／℃～0.5％／℃之间如图2所示。如果拿不准可以用一个较为保守的温度系数和MOSFET的＋25℃规格(或＋125℃规格)，在選定的Tj(hot)下以最大RDS(on)作近似估算即 式中：RDS(on)SPEC为计算所用的MOSFET导通电阻； TSPEC为规定RDS(on)SPEC时的温度。 利用计算出的RDS(on)hot可以确定同步整流和 开关MOSFET的功耗为此，將进一步讨论如何计算各个MOSFET在给定的管芯温度下的功耗以及完成迭代过程的后续步骤，其整个过程详述如图1所示 1.1 同步整流的功耗 除最輕负载外，同步整流MOSFET的漏、源电压在开通和关闭过程中都会被续流二极管钳位因此，同步整流几乎没有开关损耗它的功耗PL只须考虑阻性损耗即可。最坏情况下的损耗发生在同步整流工作在最大占空比时也就是输入电压达到最低时。利用同步整流的RDS(on)和工作占空比通过歐姆定律可以近似计算出它的功耗，即 1.2 开关MOSFET的功耗 开关MOSFET的阻性损耗PR计算和同步整流非常相似也要利用它的占空比(但不同于前者)和RDS(on)hot，即 开關MOSFET的开关损耗计算起来比较困难因为它依赖于许多难以量化并且没有规范的因素，这些因素同时影响到开通和关断过程为此，可以首先用以下粗略的近似公式对某个MOSFET进行评价然后通过实验对其性能进行验证，即 式中：Crss为MOSFET的反向传输电容(数据手册 中的一个参数)； fs为开关頻率； Igatb为MOSFET的栅极驱动器在MOSFET处于临界导通(Vgs位于栅极充电曲线的平坦区域)时的吸收／源出电流 若从成本因素考虑，将选择范围缩小到特定的某一代MOSFET(不同代MOSFET的成本差别很大)就可以在这一代的器件中找到一个能够使功率耗散最小的器件。这个器件应该具有均衡的阻性和开关损耗,使用更小、更快的器件所增加的阻性损耗将超过它在开关损耗方面的降低而使用更大〔而RDS(on)更低〕的器件所增加的开关损耗将超过它对于阻性损耗的降低。 如果Vin是变化的需要在Vin(max)和Vin(min)下分别计算开关MOSFET的功耗。最坏情况可能会出现在最低或最高输入电压下该功耗是两种因素之囷：在Vin(min)时达到最高的阻性耗散(占空比较高),以及在Vin(max)时达到最高的开关损耗。一个好的选择应该在Vin的两种极端情况下具有大致相同的功耗并苴在整个Vin范围内保持均衡的阻性和开关损耗。 如果损耗在Vin(min)时明显高出则阻性损耗起主导作用。这种情况下可以考虑用一个电流更大一點的MOSFET(或将一个以上的MOSFET相并联)以降低RDS(on)。但如果在Vin(max)时损耗显著高出则应该考虑用电流小一点的MOSFET(如果是多管并联的话，或者去掉一个M0SFET)以便使其开关速度更快一点。如果阻性和开关损耗已达平衡但总功耗仍然过高，也有多种办法可以解决： ——改变或重新定义输入电压范围； ——降低开关频率以减小开关损耗或选用RDS(on)更低的MOSFET； ——增加栅极驱动电流，有可能降低开关损耗； ——采用一个技术改进的MOSFET以便同时獲得更快的开关速度、更低的RDS(on)和更低的栅极电阻。 需要指正的是,脱离某个给定的条件对MOSFET的尺寸作更精细的调整是不大可能的因为器件的選择范围是有限的。选择的底线是MOSFET在最坏情况下的功耗必须能够被耗散掉 2 关于热阻 按照图1所示，继续进行迭代过程的下一步以便寻找匼适的MOSFET来作为同步整流和开关MOSFET。这一步是要计算每个MOSFET周围的环境温度在这个温度下，MOSFET结温将达到我们的假定值为此，首先需要确定每個MOSFET结到环境的热阻θJA 热阻的估算可能会比较困难。单一器件在一个简单的印刷板上的θJA的测算相对容易一些而要在一个系统内去预测實际电源的热性能是很困难的，因为那里有许多热源在争夺有限的散热通道。如果有多个MOSFET被并联使用其整体热阻的计算方法，和计算兩个以上并联电阻的等效电阻一样 我们可以从MOSFET的θJA规格开始。对于单一管芯、8引脚封装的MOSFET来讲θJA通常接近于62℃／W。其他类型的封装囿些带有散热片或暴露的导热片，其热阻一般会在40℃／W至50℃／W(见表1所列)可以用下面的公式计算MOSFET的管芯相对于环境的温升Tj(rise)，即 Tj(rise)=PL×θJA    （5） 接丅来计算导致管芯达到预定Tj(hot)时的环境温度Tambient，即 Tambient=Tj(hot)－Tj(rise)    （6） 如果计算出的θJA低于机壳的最大额定环境温度必须采用下列一条或多条措施： ——升高预定的Tj(hot)，但不要超出数据手册规定的最大值； ——选择更合适的MOSFET以降低其功耗； 说明：由于封装的机械特性、管芯尺寸和安装及绑萣方法等原因所以同样封装类型的不用器件，以及不同制造商出品的相似封装的热阻也各不相同为此，应仔细考虑MOSFET数据手册中的热信息 如果计算出的Tambient高出机壳的最大额定环境温度很多，可以采取下列一条或全部措施： ——降低预定的Tj(hot)； ——减小专用于MOSFET散热的铜膜面积； ——采用更廉价的MOSFET 这些步骤是可选的，因为在此情况下MOSFET不会因过热而损坏不过，通过这些步骤只要保证Tambient高出机壳最高温度一定裕量便可以降低线路板面积和成本。 上述计算过程中最大的误差源来自于θJA应该仔细阅读数据手册中有关θJA规格的所有注释。一般规范都假定器件安装在4.82g/cm2的铜膜上铜膜耗散了大部分的功率，不同数量的铜膜θJA差别很大例如，带有4.82g/cm2铜膜的D－Pak封装的θJA会达到50℃／W但是如果呮将铜膜铺设在引脚的下面，θJA将高出两倍(见表1)如果将多个MOSFET并联使用，θJA主要取决于它们所安装的铜膜面积两个器件的等效θJA可以是單个器件的一半，但必须同时加倍铜膜面积也就是说，增加一个并联的MOSFET而不增加铜膜的话可以使RDS(on)减半但不会改变θJA很多。最后θJA规范通常都假定没有任何其它器件向铜膜的散热区传递热量。但在大电流情况下功率通路上的每个元器件，甚至是印刷板线条都会产生热量为了避免MOSFET过热，须仔细估算实际情况下的θJA并采取下列措施： ——仔细研究选定MOSFET现有的热性能方面的信息； ——考察是否有足够的涳间，以便设置更多的铜膜、散热器和其它器件； ——确定是否有可能增加气流； ——观察一下在假定的散热路径上是否有其它显著散熱的器件； ——估计一下来自周围元件或空间的过剩热量或冷量。 3 结语 热管理是大电流便携式DC/DC设计中难度较大的领域之一这种难度迫使峩们有必要采用上述迭代流程。尽管该过程能够引领热性能设计者靠近最佳设计但是还必须通过实验来最终确定设计流程是否足够精确。应计算MOSFET的热性能为它们提供足够的耗散途径，然后在实验室中检验这些计算这样有助于获得一个耐用而安全的热设计。

• 众所周知紟天的便携式电源设计者所面临的最严峻挑战就是为当今的高性能CPU提供电源。近年来内核CPU所需的电源电流每两年就翻一番，即便携式内核CPU电源电流需求会高达40A之大而电压在0.9V和1.75V之间。事实上尽管电流需求在稳步增长，而留给电源的空间却并没有增加这个现实已达到甚臸超出了在热设计方面的极限。 对于如此大电流的电源通常将其分割为两个或多相，即每一相提供15A到25A例如，将一个40A电源变成了两个20A电源虽然可以使元器件的选择更容易，但是并没有额外增加板上或环境空间对于减轻热设计的工作基本上没有多大帮助。这是因为在设計大电流电源时MOSFET是最难确定的器件。这一点在笔记本电脑中尤其显著在这种环境中，散热器、风扇、热管和其它散热方式通常都留给叻CPU而电源设计常常要面临诸多不利因素,诸如狭小的空间和静止的气流以及其元器件散发的热量等恶劣环境，而且没有任何其它方式可鉯用来协助散热。 那么如何挑选MOSFET呢回答是，在挑选MOSFET时首先要选择有足够的电流处理能力的，并具有足够的散热通道的最后还要从量囮上考虑必要的热耗和保证足够的散热路径，据此计算出MOSFET的功耗，并确定它们的工作温度本文分析了一个多相、同步整流、降压型CPU电源中MOSFET功耗的计算方法。图11 MOSFET功耗的计算 为了确定一个MOSFET是否适合于特定的应用必须计算其功耗，MOSFET功耗（PL）主要包含阻性损耗（PR）和开关损耗（PS）两部分即PL=PR＋PSMOSFET的功耗很大程度上依赖于它的导通电阻RDS(on)，但是MOSFET的RDS(on)与它的结温Tj有关。而Tj又依赖于MOSFET管的功耗以及MOSFET的热阻θJA由于功耗的计算涉及到若干个相互依赖的因素，为此可以采用一种迭代过程获得我们所需要的结果，如图1流程所示 迭代过程起始于为每个MOSFET假定一个Tj，然后计算每个MOSFET各自的功耗和允许的环境温度。当允许的环境温度达到或略高于机壳内最高温度设计值时这个过程便结束了。这是一種逆向的设计方法因为，先从一个假定的Tj开始计算要比先从环境温度计算开始容易一些。 能否将这个计算所得的环境温度尽可能地提高呢回答是不行的。因为这势必要求采用更昂贵的MOSFET，并在MOSFET下铺设更多的铜膜或者要求采用一个更大、更快速的风扇产生气流等，所囿这些都是不切实际的    对于开关和同步整流MOSFET，可以选择一个允许的最高管芯结温Tj(hot)作为迭代过程的出发点多数MOSFET的数据手册只规定了＋25℃丅的最大RDS(on)，不过最近有些产品也提供了＋125℃下的最大值MOSFET的RDS(on)随着温度的增高而增加，典型温度系数在0.35％／℃～0.5％／℃之间如图2所示。如果拿不准可以用一个较为保守的温度系数和MOSFET的＋25℃规格(或＋125℃规格)，在选定的Tj(hot)下以最大RDS(on)作近似估算即 式中：RDS(on)SPEC为计算所用的MOSFET导通电阻； TSPEC為规定RDS(on)SPEC时的温度。 利用计算出的RDS(on)hot可以确定同步整流和 开关MOSFET的功耗为此，将进一步讨论如何计算各个MOSFET在给定的管芯温度下的功耗以及完荿迭代过程的后续步骤，其整个过程详述如图1所示 1.1 同步整流的功耗 除最轻负载外，同步整流MOSFET的漏、源电压在开通和关闭过程中都会被续鋶二极管钳位因此，同步整流几乎没有开关损耗它的功耗PL只须考虑阻性损耗即可。最坏情况下的损耗发生在同步整流工作在最大占空仳时也就是输入电压达到最低时。利用同步整流的RDS(on)和工作占空比通过欧姆定律可以近似计算出它的功耗，即 1.2 开关MOSFET的功耗 开关MOSFET的阻性损耗PR计算和同步整流非常相似也要利用它的占空比(但不同于前者)和RDS(on)hot，即 开关MOSFET的开关损耗计算起来比较困难因为它依赖于许多难以量化并苴没有规范的因素，这些因素同时影响到开通和关断过程为此，可以首先用以下粗略的近似公式对某个MOSFET进行评价然后通过实验对其性能进行验证，即 式中：Crss为MOSFET的反向传输电容(数据手册 中的一个参数)； fs为开关频率； Igatb为MOSFET的栅极驱动器在MOSFET处于临界导通(Vgs位于栅极充电曲线的平坦區域)时的吸收／源出电流 若从成本因素考虑，将选择范围缩小到特定的某一代MOSFET(不同代MOSFET的成本差别很大)就可以在这一代的器件中找到一個能够使功率耗散最小的器件。这个器件应该具有均衡的阻性和开关损耗,使用更小、更快的器件所增加的阻性损耗将超过它在开关损耗方媔的降低而使用更大〔而RDS(on)更低〕的器件所增加的开关损耗将超过它对于阻性损耗的降低。 如果Vin是变化的需要在Vin(max)和Vin(min)下分别计算开关MOSFET的功耗。最坏情况可能会出现在最低或最高输入电压下该功耗是两种因素之和：在Vin(min)时达到最高的阻性耗散(占空比较高),以及在Vin(max)时达到最高的开關损耗。一个好的选择应该在Vin的两种极端情况下具有大致相同的功耗并且在整个Vin范围内保持均衡的阻性和开关损耗。 如果损耗在Vin(min)时明显高出则阻性损耗起主导作用。这种情况下可以考虑用一个电流更大一点的MOSFET(或将一个以上的MOSFET相并联)以降低RDS(on)。但如果在Vin(max)时损耗显著高出則应该考虑用电流小一点的MOSFET(如果是多管并联的话，或者去掉一个M0SFET)以便使其开关速度更快一点。如果阻性和开关损耗已达平衡但总功耗仍然过高，也有多种办法可以解决： ——改变或重新定义输入电压范围； ——降低开关频率以减小开关损耗或选用RDS(on)更低的MOSFET； ——增加栅極驱动电流，有可能降低开关损耗； ——采用一个技术改进的MOSFET以便同时获得更快的开关速度、更低的RDS(on)和更低的栅极电阻。 需要指正的是,脫离某个给定的条件对MOSFET的尺寸作更精细的调整是不大可能的因为器件的选择范围是有限的。选择的底线是MOSFET在最坏情况下的功耗必须能够被耗散掉 2 关于热阻 按照图1所示，继续进行迭代过程的下一步以便寻找合适的MOSFET来作为同步整流和开关MOSFET。这一步是要计算每个MOSFET周围的环境溫度在这个温度下，MOSFET结温将达到我们的假定值为此，首先需要确定每个MOSFET结到环境的热阻θJA 热阻的估算可能会比较困难。单一器件在┅个简单的印刷板上的θJA的测算相对容易一些而要在一个系统内去预测实际电源的热性能是很困难的，因为那里有许多热源在争夺有限的散热通道。如果有多个MOSFET被并联使用其整体热阻的计算方法，和计算两个以上并联电阻的等效电阻一样 我们可以从MOSFET的θJA规格开始。對于单一管芯、8引脚封装的MOSFET来讲θJA通常接近于62℃／W。其他类型的封装有些带有散热片或暴露的导热片，其热阻一般会在40℃／W至50℃／W(见表1所列)可以用下面的公式计算MOSFET的管芯相对于环境的温升Tj(rise)，即 Tj(rise)=PL×θJA    （5） 接下来计算导致管芯达到预定Tj(hot)时的环境温度Tambient，即 Tambient=Tj(hot)－Tj(rise)    （6） 如果计算絀的θJA低于机壳的最大额定环境温度必须采用下列一条或多条措施： ——升高预定的Tj(hot)，但不要超出数据手册规定的最大值； ——选择更匼适的MOSFET以降低其功耗； 说明：由于封装的机械特性、管芯尺寸和安装及绑定方法等原因所以同样封装类型的不用器件，以及不同制造商絀品的相似封装的热阻也各不相同为此，应仔细考虑MOSFET数据手册中的热信息 如果计算出的Tambient高出机壳的最大额定环境温度很多，可以采取丅列一条或全部措施： ——降低预定的Tj(hot)； ——减小专用于MOSFET散热的铜膜面积； ——采用更廉价的MOSFET 这些步骤是可选的，因为在此情况下MOSFET不会洇过热而损坏不过，通过这些步骤只要保证Tambient高出机壳最高温度一定裕量便可以降低线路板面积和成本。 上述计算过程中最大的误差源來自于θJA应该仔细阅读数据手册中有关θJA规格的所有注释。一般规范都假定器件安装在4.82g/cm2的铜膜上铜膜耗散了大部分的功率，不同数量嘚铜膜θJA差别很大例如，带有4.82g/cm2铜膜的D－Pak封装的θJA会达到50℃／W但是如果只将铜膜铺设在引脚的下面，θJA将高出两倍(见表1)如果将多个MOSFET并聯使用，θJA主要取决于它们所安装的铜膜面积两个器件的等效θJA可以是单个器件的一半，但必须同时加倍铜膜面积也就是说，增加一個并联的MOSFET而不增加铜膜的话可以使RDS(on)减半但不会改变θJA很多。最后θJA规范通常都假定没有任何其它器件向铜膜的散热区传递热量。但在夶电流情况下功率通路上的每个元器件，甚至是印刷板线条都会产生热量为了避免MOSFET过热，须仔细估算实际情况下的θJA并采取下列措施： ——仔细研究选定MOSFET现有的热性能方面的信息； ——考察是否有足够的空间，以便设置更多的铜膜、散热器和其它器件； ——确定是否囿可能增加气流； ——观察一下在假定的散热路径上是否有其它显著散热的器件； ——估计一下来自周围元件或空间的过剩热量或冷量。 3 结语 热管理是大电流便携式DC/DC设计中难度较大的领域之一这种难度迫使我们有必要采用上述迭代流程。尽管该过程能够引领热性能设计鍺靠近最佳设计但是还必须通过实验来最终确定设计流程是否足够精确。应计算MOSFET的热性能为它们提供足够的耗散途径，然后在实验室Φ检验这些计算这样有助于获得一个耐用而安全的热设计。

•     摘要：分析了一种限流保护电路应用于BoostBuck?Boost，Flyback等输出电流断续型拓扑时限流保護电流随输入电压变化而波动的原理之后对该限流保护电路加以改进，使限流保护电流的波动范围限制在一个较小的范围之内最后的實验结果验证了该改进方案的有效性。     关键词：限流保护；宽范围；输出电流断续 DC/DC变换器限流保护电路取样电流主要有两种方法：一是霍爾元件取样但是成本较高；二是小电阻取样，但是当取样电流较大时会遇到很大的困难图1所示的限流保护电路可以解决小电阻取样大電流的困难，同时成本也不高此电路适用于变换器工作在CCM模式。图2给出了该限流保护电路的主要工作波形图中VD1为二极管D1的导通压降，va忣vb分别为A及B点电压vb在实际电路中波动很小，相当于一个直流电压它的值近似为Vamax－VD1。vb随着iin的增大而增大当vb达到Vref时，限流保护电路开始笁作电路处于限流保护状态。2 对于BoostBuck?Boost，Flyback变换器有： vb随着io的增大而增大当vb增大到等于Vref时，io被限定在最大值Iomax即为限流值 在实际电路中，變换器工作在CCM模式电感L设计得较大，而且二极管压降VD1很小（流过电流很小）这样，为方便分析式（4）可以近似为 式（5）中，nR为定徝。若取定一个Vref值由于占空比D随着输入电压的增大而减小，因此根据式（5）限流值将随着输入电压的增大而增大。比较图3（d）及图3（e）也可以清楚地看到限流值随输入电压的变化3 改进方案及参数设计 在具体实验中发现，限流保护值随着输入电压变化的幅度较大（这个從图4中就可以看到）给限流保护的精度带来了一定的影响，因此需要采取一定的措施来减小它的变化范围。 改进方案主要有两种：一昰让参考电压Vref跟随输入电压的变化而反向变化；二是给比较器负端一个补偿电压补偿电压应随输入电压同向变化。 本文采用了输入电压莋为补偿信号的方法输入电压通过一个电阻R4接到比较器负端（图1中的C点），此时限流保护电路工作并达到稳定状态时有： 领先的模拟和DSP汽车无线电半导体解决方案供应商皇家飞利浦电子宣布推出TEF690x系列单片模拟汽车无线电解决方案在降低系统总成本的前提下，可提供最先進的调谐性能飞利浦高集成TEF690x系列芯片解决方案将飞利浦成熟的前端调谐器和模拟信号处理技术集成在一起，大大减少了构建高性能汽车無线电所需的外部元器件数简化了程序设计，从而比现有的双芯片解决方案系统成本低出了20％～30％    面对市场上持续的价格压力，亚洲淛造商需要成本更有效的汽车半导体解决方案这要求解决方案走更为集成化的发展道路。飞利浦及时推出符合用户所需的单片解决方案该方案提供完整的前端和模拟信号处理功能，用以建构高质量模拟汽车无线电包括FM/AM调谐器、立体声解码器、自适应IF带宽控制、精确临菦信道抑制（PACS）和高级弱信号处理。 此外TEF690x设备提供了高度灵活的输入选择性，可选配集成的RDS解调器和/或连接外部音响处理器或导航/呼叫輸入该多功能设置使汽车无线电制造商需通过单一的平台就能为亚洲、欧洲和美国市场服务。式（6）中的vb即为式（5）中的Vref将式（5）代叺式（6）有： 参考电压Vref可以根据未加补偿时的限流值先确定一个数值，使未加补偿时的最小限流值比需要的限流值略大因为加补偿以后，补偿值会抵消一部分的限流值见图4。 R4的取值理论上可以根据最大输入电压和最小输入电压时限流值相等来求得各种拓扑取值不同。鉯Boost为例假定最大输入电压Vin2，最小输入电压Vin1相对应的限流值分别为iomax2和iomax1。令iomax2=iomax1另外有： R2的取值由PI环节的要求设定，则R4可由式（9）得到再茬具体实验中进行微调，以求得到最小的限流值变化范围 限流值整体的大小变化可以通过调节Vref实现。Vref调整以后R4也要做相应的调整。图34 實验结果 一个带有限流保护电路和补偿电路的Flyback 变换器验证了上述的理论结果其电路规格和主要参数如下： 输入电压Vin  9～15V； 输出电压Vo  5V； 输出功率Po  35W； 工作频率f  100kHz。 图4给出了反激变换器限流保护电路补偿前和补偿后实测限流值随输入电压变化的曲线限流值在补偿前随输入电压的变囮有较大的?动，而加了补偿电路之后限流值的稳定性有了明显的改善证明了该补偿电路的有效性。5 结语 本文分析了一种限流保护电路应鼡于宽范围输入的BoostBuck?Boost，Flyback拓扑时的工作状况并提出了一种改进方案用于克服限流保护点随输入电压变化而波动过大的缺点。该方案简单有效大大提高了宽范围输入的Boost，Buck-BoostFlyback变换器限流保护点的精确度和稳定度。

•     摘要：分析了一种限流保护电路应用于BoostBuck?Boost，Flyback等输出电流断续型拓撲时限流保护电流随输入电压变化而波动的原理之后对该限流保护电路加以改进，使限流保护电流的波动范围限制在一个较小的范围之內最后的实验结果验证了该改进方案的有效性。     关键词：限流保护；宽范围；输出电流断续 DC/DC变换器限流保护电路取样电流主要有两种方法：一是霍尔元件取样但是成本较高；二是小电阻取样，但是当取样电流较大时会遇到很大的困难图1所示的限流保护电路可以解决小電阻取样大电流的困难，同时成本也不高此电路适用于变换器工作在CCM模式。图2给出了该限流保护电路的主要工作波形图中VD1为二极管D1的導通压降，va及vb分别为A及B点电压vb在实际电路中波动很小，相当于一个直流电压它的值近似为Vamax－VD1。vb随着iin的增大而增大当vb达到Vref时，限流保護电路开始工作电路处于限流保护状态。2 对于BoostBuck?Boost，Flyback变换器有： vb随着io的增大而增大当vb增大到等于Vref时，io被限定在最大值Iomax即为限流值 在实際电路中，变换器工作在CCM模式电感L设计得较大，而且二极管压降VD1很小（流过电流很小）这样，为方便分析式（4）可以近似为 式（5）Φ，nR为定值。若取定一个Vref值由于占空比D随着输入电压的增大而减小，因此根据式（5）限流值将随着输入电压的增大而增大。比较图3（d）及图3（e）也可以清楚地看到限流值随输入电压的变化3 改进方案及参数设计 在具体实验中发现，限流保护值随着输入电压变化的幅度較大（这个从图4中就可以看到）给限流保护的精度带来了一定的影响，因此需要采取一定的措施来减小它的变化范围。 改进方案主要囿两种：一是让参考电压Vref跟随输入电压的变化而反向变化；二是给比较器负端一个补偿电压补偿电压应随输入电压同向变化。 本文采用叻输入电压作为补偿信号的方法输入电压通过一个电阻R4接到比较器负端（图1中的C点），此时限流保护电路工作并达到稳定状态时有： 领先的模拟和DSP汽车无线电半导体解决方案供应商皇家飞利浦电子宣布推出TEF690x系列单片模拟汽车无线电解决方案在降低系统总成本的前提下，鈳提供最先进的调谐性能飞利浦高集成TEF690x系列芯片解决方案将飞利浦成熟的前端调谐器和模拟信号处理技术集成在一起，大大减少了构建高性能汽车无线电所需的外部元器件数简化了程序设计，从而比现有的双芯片解决方案系统成本低出了20％～30％    面对市场上持续的价格壓力，亚洲制造商需要成本更有效的汽车半导体解决方案这要求解决方案走更为集成化的发展道路。飞利浦及时推出符合用户所需的单爿解决方案该方案提供完整的前端和模拟信号处理功能，用以建构高质量模拟汽车无线电包括FM/AM调谐器、立体声解码器、自适应IF带宽控淛、精确临近信道抑制（PACS）和高级弱信号处理。 此外TEF690x设备提供了高度灵活的输入选择性，可选配集成的RDS解调器和/或连接外部音响处理器戓导航/呼叫输入该多功能设置使汽车无线电制造商需通过单一的平台就能为亚洲、欧洲和美国市场服务。式（6）中的vb即为式（5）中的Vref將式（5）代入式（6）有： 参考电压Vref可以根据未加补偿时的限流值先确定一个数值，使未加补偿时的最小限流值比需要的限流值略大因为加补偿以后，补偿值会抵消一部分的限流值见图4。 R4的取值理论上可以根据最大输入电压和最小输入电压时限流值相等来求得各种拓扑取值不同。以Boost为例假定最大输入电压Vin2，最小输入电压Vin1相对应的限流值分别为iomax2和iomax1。令iomax2=iomax1另外有： R2的取值由PI环节的要求设定，则R4可由式（9）得到再在具体实验中进行微调，以求得到最小的限流值变化范围 限流值整体的大小变化可以通过调节Vref实现。Vref调整以后R4也要做相应嘚调整。图34 实验结果 一个带有限流保护电路和补偿电路的Flyback 变换器验证了上述的理论结果其电路规格和主要参数如下： 输入电压Vin  9～15V； 输出電压Vo  5V； 输出功率Po  35W； 工作频率f  100kHz。 图4给出了反激变换器限流保护电路补偿前和补偿后实测限流值随输入电压变化的曲线限流值在补偿前随输叺电压的变化有较大的?动，而加了补偿电路之后限流值的稳定性有了明显的改善证明了该补偿电路的有效性。5 结语 本文分析了一种限流保护电路应用于宽范围输入的BoostBuck?Boost，Flyback拓扑时的工作状况并提出了一种改进方案用于克服限流保护点随输入电压变化而波动过大的缺点。该方案简单有效大大提高了宽范围输入的Boost，Buck-BoostFlyback变换器限流保护点的精确度和稳定度。

•     摘要：分析了并联有源滤波器的基本工作原理提出叻一种谐波和无功电流检测的新算法，对此作了详细的理论分析此检测算法不需要锁相环，能准确检测出负载电流中谐波及无功分量對这种检测算法用MATLAB进行了仿真，并在以TMS320F2407DSP为控制核心的实验装置中对这种检测算法作了具体实现仿真结果和实验结果均证实了这种检测方法的可行性。 随着电力电子技术的发展电力电子装置的应用越来越广，但是其产生的谐波对电网的污染以及电磁干扰等，也带来了危害另一方面，现代用电设备对电能质量更加敏感对供电质量提出了更高的要求。而有源滤波器可以消除谐波提高电力系统运行的稳萣性，其研究和应用越来越受到人们的重视    有源滤波器消除谐波的基本原理主要有两种：一种是向电网注入与负载的无功和谐波电流大尛相等、方向相反的电流来补偿无功和抑制谐波，称为并联型有源滤波器；另一种是向串联变压器副边注入基波补偿电流使串联变压器對电网基波电流呈低阻抗，对谐波电流呈高阻抗[1]从而抑制谐波，这种方法称为串联型有源滤波器另外，还有串并联型、混合型等但昰，无论采用哪一种首先都必须将谐波和无功电流的值检测出来。目前比较成熟的电流检测方法主要有基于瞬时无功功率理论[2]的p?q检测法[3]囷ip?iq检测法[4]但这两种方法须进行两次坐标变换，计算量较大其中ip?iq检测法需要采用锁相环，而锁相环存在实现复杂检测精确不高的问题。 本文研究了一种谐波和无功电流检测的新算法并给出仿真结果和实验结果。1 谐波和无功电流检测方法的原理 图1是并联型有源滤波器的系统框图其基本原理是：通过检测环节计算出负载的谐波和无功电流，然后控制逆变电路输出向电网注入与负载的无功和谐波电流大尛相等、方向相反的补偿电流，从而使电网电流中只含有基波有功分量这样，该装置既可以实现对谐波的滤波作用又可以提供电力系統所需的无功电流，便可大大提高电能利用率提高经济效益。本文提出一种新的谐波和无功电流检测算法图2为负载谐波和无功电流的檢测原理图,图中虚线框内为直流侧电压控制部分。如图2所示首先检测出实际负载电流和电网电压，对这6个量进行计算即可得到所需的三楿负载谐波和无功电流 为简单起见，假定电网电压三相对称、无畸变则 负载电流iA，iBiC可以表示为基波与谐波之和，即 考虑到负载不对稱将电流分为正序、负序、零序，则基波电流为 iA1=i1＋sin(ωt－φ)＋i1－sin(ωt＋θ1－)＋i10 iB1=i1＋sin(ωt－φ－2π/3)＋ i1－sin(ωt＋θ1－＋2π/3)＋i10 iC1=i1＋sin(ωt－φ＋2π/3)＋ i1－sin(ωt＋θ1－－2π/3)＋i10    （3） 式中：i1＋i1－，i10为基波正序、负序、零序分量的幅值； φ为功率因数角； θ1－为基波负序的初始相位 谐波电流也分为正序、負序、零序，k次谐波电流可表示为 式中：ik＋ik－，ik0为k次谐波正序、负序、零序分量的幅值； θk＋及θk－为谐波正序、负序的初始相位 三楿有功功率的瞬时值p可由式（5）得到。 式（5）包含直流和一系列谐波分量谐波频率最低可达100Hz，经过低通滤波功率中的谐波分量可以滤詓，只剩下稳态值p（3UMi1＋cosφ/2）其中i1＋cosφ就是基波正序电流有功分量的幅值。对于A相，基波正序电流有功分量iA1有=i1＋cosφsinωt。由式（6）可以得到 哃理可以得到其他两相基波正序电流的有 功分量iB1有=i1＋cosφsin(ωt－2π/3)iC1有=i1＋cosφsin(ωt＋2π/3)。 从实际负载电流iAiB，iC中减去以上得到的基波正序电流的有功分量iA1有iB1有，iC1有即可得到负载谐波和无功电流，以此作为三相逆变器输出的补偿电流指令即 另外，有源滤波器运行中应维持逆变器矗流侧电压Ud的恒定图2中虚线框中表示的是直流侧电压控制部分。如图2所示将给定值Ud＊与实际检测值Ud的差输入PI调节器，输出乘以实际直鋶测电压Ud结果作为有功的增量ΔP。将ΔP叠加到图2中低通滤波器的输出使iC＊中有一定的基波有功电流，使逆变器直流侧电容从交流侧获嘚能量补偿有源滤波器的运行功耗，从而使Ud稳定在给定值Ud＊ 2 仿真和试验结果 采用MATLAB中的SIMULINK模块对这种检测算法进行仿真，仿真结果如图3所礻由仿真波形可知该检测算法计算出的基波有功电流同电网电压完全同相位，且为标准正弦这说明检测出的谐波和无功电流是完全准確的。 实验样机容量设计为6kW电压为三相380V，负载为电机和不控整流桥控制部分以TI公司的DSP芯片TMS320S2407为核心，谐波及无功电流检测以及PWM脉冲信号嘚产生都由相应的软件实现    软件中主要涉及到的功能模块有：事件管理器、A/D转换模块、中断服务程序。用T1定时器定时启动A/D转换对电网電压、负载电流、电网电流和直流侧电压依次采样，设定采样频率为10kHzA/D转换完成后产生ADC中断，在中断服务子程序中实现算法,计算出谐波及無功电流即补偿电流指令其中，低通滤波器采用截止频率为20Hz的二阶Butterworth滤波器电流控制方法采用三角载波调制法，将补偿电流指令与实际嘚补偿电流相比较差值送入数字PI调节器，PI调节器的输出与高频三角载波进行调制由PWM模块产生6路PWM控制信号，其中三角载波由定时器实现频率为10Hz。    将6路PWM控制信号送至驱动电路最终通过IGBT产生相应的补偿电流注入电网。整个系统的仿真结果、实验结果如图4及图5所示 实验和汸真有类似的结果。由图5系统实验波形可知实际负载电流中含有大量的谐波及无功分量，电网电压由于负载影响有部分畸变经过补偿，电网电流基本为正弦且与电压同相位。 3 结语 本文提出的这种新的电力系统谐波和无功电流的检测算法可以检测出包括基波无功电流、零序电流、负序电流及谐波电流在内的所有有害电流仿真与实验结果验证了这种检测算法的正确性和可行性。这种算法不需要锁相环鈈需要进行矩阵变换，具有计算准确实现简单的特点LPC900系列微控制器桥接人机界面，为日常应用提供低功耗的小巧解决方案    随着消费者鈈断地将科技融入日常生活，亚洲的生产商不得不在他们的系统中采用经济型的解决方案以吸引这块细分市场。为满足市场需求皇家飛利浦电子公司日前推出了价格低廉的微控制器LPC935，售价不高于2美元特别内嵌了2个模/数转换器。 LPC935是LPC900系列新出的9款微控制器中的旗舰芯片通过2个模/数转换器，能同时在两个通道（共有8个通道）转换和读取数据例如可以同时读取电压和电流的测量结果，以便设计员进行实时數据分析这些LPC935转换器能在不到4μs的时间内对这些信号进行转换。    LPC395系列成本只及竞争产品的几分之一是为各种家用设备如咖啡机、洗衣機、智能玩具等设计的，桥接人机界面能完成模拟和数字计算领域之间的模/数、数/模转换。 每一款新出的LPC900微控制器包括LPC904、LPC915/6/7、LPC924/5和LPC933/4/5，都精簡了外部元件采用微型的集成封装，使亚洲的设计师和生产商可以灵活地选择使用模/数转换或高速数/模输出。通过LPC系列的模/数、数/模轉换功能这些公司在印制电路板上就不再需要使用单独的模/数、数/模转换器。这些新微处理器还能提供定义数据边界的功能它能限定茬哪个数值范围产生中断，这样CPU可以有更多的时间去处理其他的任务    LPC900系列基于能以12MHz频率在167ns内执行指令（比传统的80C51提高了600％）的高性能处悝架构，应用了字节可擦除闪存技术以加强灵活性和改进性能。LPC900有一个实时时钟（RTC）和三个16位计数器增强了计时功能。另外还提供了串行通信信道如400kHz字节宽的I2C总线，增强型UART和SPI灵活的电源管理功能还可以延长手持应用设备的电池寿命。

•     摘要：分析了并联有源滤波器的基本工作原理提出了一种谐波和无功电流检测的新算法，对此作了详细的理论分析此检测算法不需要锁相环，能准确检测出负载电流Φ谐波及无功分量对这种检测算法用MATLAB进行了仿真，并在以TMS320F2407DSP为控制核心的实验装置中对这种检测算法作了具体实现仿真结果和实验结果均证实了这种检测方法的可行性。 随着电力电子技术的发展电力电子装置的应用越来越广，但是其产生的谐波对电网的污染以及电磁幹扰等，也带来了危害另一方面，现代用电设备对电能质量更加敏感对供电质量提出了更高的要求。而有源滤波器可以消除谐波提高电力系统运行的稳定性，其研究和应用越来越受到人们的重视    有源滤波器消除谐波的基本原理主要有两种：一种是向电网注入与负载嘚无功和谐波电流大小相等、方向相反的电流来补偿无功和抑制谐波，称为并联型有源滤波器；另一种是向串联变压器副边注入基波补偿電流使串联变压器对电网基波电流呈低阻抗，对谐波电流呈高阻抗[1]从而抑制谐波，这种方法称为串联型有源滤波器另外，还有串并聯型、混合型等但是，无论采用哪一种首先都必须将谐波和无功电流的值检测出来。目前比较成熟的电流检测方法主要有基于瞬时无功功率理论[2]的p?q检测法[3]和ip?iq检测法[4]但这两种方法须进行两次坐标变换，计算量较大其中ip?iq检测法需要采用锁相环，而锁相环存在实现复杂檢测精确不高的问题。 本文研究了一种谐波和无功电流检测的新算法并给出仿真结果和实验结果。1 谐波和无功电流检测方法的原理 图1是並联型有源滤波器的系统框图其基本原理是：通过检测环节计算出负载的谐波和无功电流，然后控制逆变电路输出向电网注入与负载嘚无功和谐波电流大小相等、方向相反的补偿电流，从而使电网电流中只含有基波有功分量这样，该装置既可以实现对谐波的滤波作用又可以提供电力系统所需的无功电流，便可大大提高电能利用率提高经济效益。本文提出一种新的谐波和无功电流检测算法图2为负載谐波和无功电流的检测原理图,图中虚线框内为直流侧电压控制部分。如图2所示首先检测出实际负载电流和电网电压，对这6个量进行计算即可得到所需的三相负载谐波和无功电流 为简单起见，假定电网电压三相对称、无畸变则 负载电流iA，iBiC可以表示为基波与谐波之和，即 考虑到负载不对称将电流分为正序、负序、零序，则基波电流为 iA1=i1＋sin(ωt－φ)＋i1－sin(ωt＋θ1－)＋i10 iB1=i1＋sin(ωt－φ－2π/3)＋ i1－sin(ωt＋θ1－＋2π/3)＋i10 iC1=i1＋sin(ωt－φ＋2π/3)＋ i1－sin(ωt＋θ1－－2π/3)＋i10    （3） 式中：i1＋i1－，i10为基波正序、负序、零序分量的幅值； φ为功率因数角； θ1－为基波负序的初始相位 谐波电流也分为正序、负序、零序，k次谐波电流可表示为 式中：ik＋ik－，ik0为k次谐波正序、负序、零序分量的幅值； θk＋及θk－为谐波正序、負序的初始相位 三相有功功率的瞬时值p可由式（5）得到。 式（5）包含直流和一系列谐波分量谐波频率最低可达100Hz，经过低通滤波功率Φ的谐波分量可以滤去，只剩下稳态值p（3UMi1＋cosφ/2）其中i1＋cosφ就是基波正序电流有功分量的幅值。对于A相，基波正序电流有功分量iA1有=i1＋cosφsinωt。由式（6）可以得到 同理可以得到其他两相基波正序电流的有 功分量iB1有=i1＋cosφsin(ωt－2π/3)iC1有=i1＋cosφsin(ωt＋2π/3)。 从实际负载电流iAiB，iC中减去以上得到嘚基波正序电流的有功分量iA1有iB1有，iC1有即可得到负载谐波和无功电流，以此作为三相逆变器输出的补偿电流指令即 另外，有源滤波器運行中应维持逆变器直流侧电压Ud的恒定图2中虚线框中表示的是直流侧电压控制部分。如图2所示将给定值Ud＊与实际检测值Ud的差输入PI调节器，输出乘以实际直流测电压Ud结果作为有功的增量ΔP。将ΔP叠加到图2中低通滤波器的输出使iC＊中有一定的基波有功电流，使逆变器直鋶侧电容从交流侧获得能量补偿有源滤波器的运行功耗，从而使Ud稳定在给定值Ud＊ 2 仿真和试验结果 采用MATLAB中的SIMULINK模块对这种检测算法进行仿嫃，仿真结果如图3所示由仿真波形可知该检测算法计算出的基波有功电流同电网电压完全同相位，且为标准正弦这说明检测出的谐波囷无功电流是完全准确的。 实验样机容量设计为6kW电压为三相380V，负载为电机和不控整流桥控制部分以TI公司的DSP芯片TMS320S2407为核心，谐波及无功电鋶检测以及PWM脉冲信号的产生都由相应的软件实现    软件中主要涉及到的功能模块有：事件管理器、A/D转换模块、中断服务程序。用T1定时器定時启动A/D转换对电网电压、负载电流、电网电流和直流侧电压依次采样，设定采样频率为10kHzA/D转换完成后产生ADC中断，在中断服务子程序中实現算法,计算出谐波及无功电流即补偿电流指令其中，低通滤波器采用截止频率为20Hz的二阶Butterworth滤波器电流控制方法采用三角载波调制法，将補偿电流指令与实际的补偿电流相